Vhf電路的控制方法、vhf電路及其電源擴展架構的制作方法
【技術領域】
[0001] 本發明屬于功率變換技術領域，特別涉及以氮化鎵（GalliumNitride,GaN)器件 為開關器件的DC-DC功率變換技術領域的VHF電路的控制方法、VHF電路及其電源擴展架 構。
【背景技術】
[0002] 隨著電力電子技術的發展，功率變換器正向高頻化方向發展。傳統功率變換器的 工作頻率一般為幾十千到幾百千赫茲，動態響應慢，同時儲能元件（如電容、電感）的體積 和重量相對較大，很大程度上降低了變換器的功率密度。而工作頻率的提高能夠有效加快 變換器的動態響應速度以及變換器的功率密度。因此，變換器高頻化、高功率密度化是功率 變換器的發展趨勢。
[0003] 隨著基于第3代半導體材料的寬禁帶半導體器件的推出，功率變換器的工作頻率 以及變換器效率都得到了顯著提升。作為寬禁帶半導體器件的典型代表，氮化鎵（Gallium Nitride，GaN)器件具有極小的導通電阻和寄生電容，與同等條件下的硅器件相比其對應的 導通損耗和驅動損耗會大大降低，所以把GaN器件作為主開關管與同步整流管運用到超高 頻（VeryHighFrequency，縮寫為VHF，為簡潔起見，以下簡稱為"VHF"）電路中是有現實 意義的。盡管GaN器件具有很多的優點，但是GaN器件在VHF電路中的使用還存在著很多 待解決的問題。與傳統的硅器件不同，GaN器件沒有反偏二極管，在未加驅動電壓，電流反 向流過GaN晶體管的時候，需要依靠反向導通機制來使得電流導通，由此引起的反向導通 壓降會很高，大約是常見硅M0S管反偏二極管導通電壓的兩倍，反向導通損耗很大。
[0004] 而另一方面，VHF電路中主開關管在固定占空比條件下工作，并且通過滯環控制 的方式穩定輸出電壓。采用這一控制方式的超高頻電路存在的問題是，隨著輸入電壓的上 升，同步整流管會出現提前開通的現象，并且兩只開關管的反向導通時間均變長、反向導通 損耗均變大。對于一臺輸入電壓范圍在18-36V之間的VHF直流變換器，圖1與圖2分別 給出了電路閉環后18V輸入及36V輸入時同步整流管的驅動電壓及DS兩端電壓波形。在 VHF電路中，為了減小器件的開關損耗，往往希望器件能夠實現軟開關，希望器件的電壓、電 流能夠自然到零。觀察圖1發現，當輸入電壓為18V時，同步整流管電壓能夠自然到零、實 現軟開關，并且同步整流管沒有反向導通，無反向導通損耗。觀察圖2發現，當輸入電壓為 36V時，同步整流管硬開通，同步整流管電壓并沒有自然到零，具有很大的開關損耗；并且 同步整流管的反向導通時間達到15ns，超過整個導通時間的25%，產生很大的反向導通損 耗。為了解決同步整流管的硬開通問題，一般采取的措施是給同步整流管的驅動一個延時 信號，使得同步整流管DS兩端電壓與其驅動電壓能夠匹配起來，并且輸入電壓越大時同步 整流管驅動電壓的延時時間也就越長。圖3給出了，36V輸入時對同步整流管驅動電壓做精 確延時后同步整流管的驅動電壓及其DS兩端的電壓波形，觀察圖3發現，通過對驅動電壓 做精確的延時以后，可以避免同步整流管的硬開通的現象，但是此時同步整流管仍有12ns 的反向導通時間，仍然具有很大的反向導通損耗。圖4與圖5分別表示電路閉環后18V輸 入和36V輸入時主開關管DS兩端電壓波形，觀察圖5發現，36V輸入時主開關管的反向導通 時間達到5ns，超過整個導通時間的10%，造成很大的反向導通損耗。
[0005] 綜上，如何避免同步整流管與主開關管的反向導通損耗隨著輸入電壓的上升而增 加是把GaN器件運用到VHF電路中亟待解決的問題。
【發明內容】
[0006] 有鑒于此，本發明的目的是：提出一種新的VHF電路的控制方法，用來解決VHF電 路閉環工作中由于輸入電壓升高而引起的同步整流管與主開關管反向導通損耗增加的問 題，從而使得基于GaN器件的VHF變換器在較寬的電壓輸入范圍內都具有較高的效率。其 本質是解決VHF電路閉環工作中同步整流管與主開關管的反向導通時間隨輸入電壓升高 而變長的問題。
[0007] 與此相應，本發明的另一個目的是，提出一種新的VHF電路，能夠解決VHF電路閉 環工作時，隨著輸入電壓上升而產生的同步整流管以及主開關管反向導通時間變長的問 題，減小了同步整流管及主開關管的反向導通損耗，保證了寬電壓輸入范圍內VHF變換器 的高效率。
[0008] 本發明還有一個目的是，提出一種基于新的VHF電路的電源擴展架構，能夠利用 多個GaNVHF直流變壓器串或者并聯的方法實現電源架構高電壓或大電流輸出的功能。
[0009] 通過對VHF諧振電路的分析，發現當VHF電路開環工作時，由于其整個網絡的阻抗 不變，電路中各點電壓的幅值會隨著輸入電壓發生改變，但各點電壓的相位并不隨著輸入 電壓發生改變。如果在全負載范圍內能夠實現電路中滯環控制輸入端的各點電壓的幅值跟 隨輸入電壓或輸出電壓等比例地變化，使VHF電路工作在與開環時相似的狀態下，以此保 證閉環后主電路中各點電壓的相位不隨輸入電壓發生改變，從而使得開關管DS兩端電壓 的相位與其驅動電壓的相位始終能夠很好的匹配起來，那么隨著輸入電壓上升而產生的同 步整流管的硬開通現象及兩只開關管反向導通時間變長的問題就能得到解決。此時該VHF 電路的直流變換器工作模式，就變為一種疊加了直流變壓器控制模式的直流變換器，或者 說，此時VHF電路本身就等效為一種VHF直流變壓器。
[0010] 根據VHF諧振變換器的上述特點，本發明所采用的技術方案是：
[0011] -種VHF電路的控制方法，應用于VHF電路的滯環控制輸入端，該方法在VHF電路 的直流變換器工作模式基礎上，疊加直流變壓器控制模式，所述直流變壓器控制模式，在全 負載范圍內，使滯環控制輸入端的各點電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例地變化，使主電路 中各點電壓的相位不隨著輸入電壓的變化而發生改變，從而使得氮化鎵器件DS兩端電壓 的相位與其驅動電壓的相位始終能夠匹配，，以避免VHF電路因輸入電壓Vin的上升而引起 的氮化鎵器件的反向導通時間變長。
[0012] 優選的，所述直流變壓器控制模式，是將全輸入范圍內變化的輸入電壓轉換為等 比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸給滯環控制模塊的參考輸入端；所述等比例 變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例變化的電壓。
[0013] 優選的，所述直流變壓器控制模式，是將全負載范圍內變化的輸出電壓轉換為等 比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸回滯環控制模塊的反饋輸入端；所述等比例 變化的電壓，即電壓的幅值跟隨輸出電壓等比例變化的電壓。
[0014] 本發明還提供一種VHF電路，包括用于控制VHF電路的穩壓的滯環控制模塊，所述 滯環控制模塊的輸入端包括參考輸入端和反饋輸入端，還包括電壓等比例變化模塊，電壓 等比例變化模塊設于輸入電壓端，即電壓等比例變化模塊的輸入端與輸入電壓Vin連接， 電壓等比例變化模塊的輸出端與滯環控制模塊的參考輸入端連接，用以將全輸入范圍內變 化的輸入電壓轉換為等比例變化的電壓，并將等比例變化的電壓傳輸給滯環控制模塊的參 考輸入端；所述等比例變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸入電壓等比例變化的電壓。
[0015] 優選的，所述電壓等比例變化模塊，還設于反饋電壓端，即電壓等比例變化模塊的 輸入端與輸出電壓Vo連接，電壓等比例變化模塊的輸出端與滯環控制模塊的反饋輸入端 連接，用以將全負載范圍內變化的輸出電壓轉換為等比例變化的電壓，并將等比例變化的 電壓傳輸給滯環控制模塊的反饋輸入端；所述等比例變化的電壓，是電壓的幅值跟隨輸出 電壓等比例變化的電壓。
[0016] 優選的，所述電壓等比控制模塊，由分壓電路、線性光耦和差分放大電路構成，輸 入電壓Vin經分壓電路分壓后，輸入到線性光耦，實現隔離與電壓的等比例放大，最后將線 性光耦的差模輸出電壓通過一級差分放大電路進行等比例的放大，得到滯環控制模塊的參 考電壓Vref，此時的參考電壓跟隨輸入電壓等比例地變化。
[0017] 優選的，所述分壓電路，是由電阻1?9、1?10、1?11、1?12、濾波容(：1及運算放大器41構 成的同相比例放大器，電阻R11的一端作為電壓等比例變化模塊的輸入端，電阻R11的另 一端連接運算放大器A1的同相輸入端；運算放大器A1的反向輸入端通過電阻R9接地；運 算放大器A1的輸出端作為分壓電路的輸出端；電阻R10并聯在運算放大器A1的反向輸入 端與輸出端之間；電阻R11的另一端還分別通過電阻R12及電容C1接地；所述差分放大電 路，是由電阻Rl、R6、R7、R8及運算放大器A2構成，電阻R1的一端作為差分放大電路的同 相輸入端，電阻R1的另一端分別與運算放大器A2的同相輸入端及電阻R6的一端連接，電 阻R6的另一端接地；電阻R7的一端作為差分放大電路的反相輸入端，電阻R7的另一端分 別與運算放大器A2的反向輸入端及電阻R8的一端連接，電阻R8的另一端連接運算放大器 A2的輸出端，同時運算放大器A2的輸出端作為差分放大電路的輸出端。
[0018] 優選的，所述電壓等比例變換模塊，由分壓電路、調制電路、隔離器和解調電路構 成，分壓電路，將不同電壓等比例地縮小為電壓VI，并將電壓VI傳輸給調制電路；調制電 路，將電壓VI進行調制，并將調制信號V2傳輸給隔離器；隔離器，將調制信號V2經數字隔 離器隔離后傳輸給