開關調節器電路及方法
【專利說明】
[0001] 相關申請的交叉引用
[0002] 本申請案主張于2012年12月31日提出的發明名稱為「Switching Regulator Circuits and Methods」，申請號為61/747, 988的美國臨時專利申請案的優先權，該美國臨 時專利申請案的公開內容特此以全文引用方式并入本文中。本申請案主張于2013年3月 11日提出的發明名稱為「Switching Regulators」，申請號為13/794,231的美國專利申請 案的優先權，該美國專利申請案的公開內容特此以全文引用方式并入本文中。
技術領域
[0003] 本發明涉及開關調節器電路及方法。
【背景技術】
[0004] 圖1示出了現有的多相降壓開關調節器。與使用慣用單相或多相調節器來獲得高 壓擺率相關的一個顯著問題是這種調節器展現了能夠影響系統性能的不對稱壓擺率。此 外，在高開關頻率下，這種電路可能需要不實際的小電感值或不實際的大量相數。
[0005] 圖2示出了在正擺期間的多相降壓開關調節器的結構。對于輸入電壓VIN和輸出 電壓VOUT，現有的N相降壓開關調節器將通過啟動開關以使開關節點SWl及SW2至SWN短 接至VIN來控制最大正向輸入電流的壓擺率。這使得電感電流的總和按以下速率擺動：
[0006] D (ISUM)/dt = N* (VIN-VREF)/L
[0007] 圖3示出了在負擺期間現有的多相降壓開關調節器的結構。為控制最大負向電流 的壓擺率，控制器302啟動開關以使開關節點SWl及SW2至SWN短接至地。這使得電感電 流的總和按以下速率擺動：
[0008] D (ISUM) /dt = N* (-VREF) /L
[0009] 因此，正向輸出電流的壓擺率高于負向輸出電流的壓擺率（VIN-VREF) AVREF) 倍。舉例而言，若VIN處于12V且VOUT處于IV(例如，低占空比情況下）而不管所使用的 相的數量如何，傳統降壓開關變換器特征在于其最大正向輸出電流的壓擺率（SRP)是最大 負向輸出電流的壓擺率（SRN)的11倍。
[0010] (SRP) / (SRN) = (N* (VIN-VREF) /L) / (N* (-VREF) /L) = (12-1) /1 = 11
[0011] 在某些應用中，由于卸載事件（其中負載電流減少）所產生的正向電壓過沖應等 于由于等效負載事件（其中負載電流增加）所產生的負向下沖，以便在負載電流往返步進 時輸出電壓不漂移。因此，系統可能會受到由于電感器的慢負向電流壓擺率所產生的卸載 輸出電壓過沖的限制且不能利用電感器的快速正向電流壓擺率。圖4示出了用于經歷裝載 及卸載事件的單相傳統降壓變換器的上述情形。在某些應用中，可能需要減少系統增益，使 得Vout上的電壓下沖匹配該過沖。
[0012] 圖5顯示了對先負向然后正向的VREF電壓步階響應的單相調節器的示例。由于 慢負向壓擺率，輸出電壓花費了較長的時間來擺動下降。因此，電感電流的慢負向壓擺率再 次限制了輸出電壓可擺動的快速程度。如上所述，圖5示出了在某些應用中不需要的不對 稱。
[0013] 快壓擺率開關調節器在各種應用中是有利的。舉例而言，遵循摩爾定律的微處理 器的發展引起了芯片功率密度的增加，導致了熱管理的挑戰。CMOS程序具有至少兩個功率 耗散的分量：1)開關功率，其與供電電壓的平方及時鐘頻率成比例；及2)裝置泄漏功率，其 是供電電壓的函數。
[0014] 逐漸地，相對于其工作量曲線的微處理器供電電壓及時鐘頻率的微管理用于獲得 顯著的功率節省。假定主功率耗散機制是供電電壓的強函數，采用隨時間適度減小平均供 電電壓且通常適度減小或不減小電路性能，獲得顯著的功率耗散的減少。
[0015] 與微處理器的活動速率相比，現今以較低速率使用動態電壓頻率調整（DVFS)技 術。DVFS速率當前受可用電壓調節器的電壓壓擺率的限制。電壓調節器實時追蹤微處理器 工作量越接近，時間平均供電電壓減少越多，可能引起顯著的功率節省。因此，現有的DVFS 技術的全部可能性已經被電壓調節器技術限制。
[0016] 舉例而言，某些系統以Unix Kernel層級調整供電電壓及時鐘頻率，其頻率約每 IOus調整一次。由于現有調節器的限制性，供電電壓以較低頻率調整。這意味著當時鐘頻 率減少時，供電電壓不是必須保持在其峰值的。因此，所得平均供電電壓及相關平均功率耗 散高于工作量所需的理論平均值。
[0017] 因此，克服現有開關調節器技術的限制性將是有利的。
【發明內容】
[0018] 本發明包含用于開關調節器的電路及方法。在一項實施例中，第一開關調節器級 接收第一輸入電壓且在第一節點上產生第一電壓。第二開關調節器級接收該第一輸入電壓 且在第二節點上產生第二電壓。電容器包含耦合至該第一節點的第一端子及耦合至該第二 節點的第二端子，且該第一開關調節器級及該第二開關調節器級被配置為在該第一節點上 設置第一電壓且在該第二節點上設置第二電壓。
[0019] 以下詳細說明及附圖提供了對本發明的本質及優點的更好理解。
【附圖說明】
[0020] 圖1示出了現有的多相降壓開關調節器。
[0021] 圖2示出了在正向擺動期間現有的多相降壓開關調節器的結構。
[0022] 圖3示出了在負向擺動期間現有的多相降壓開關調節器的結構。
[0023] 圖4示出了經歷裝載及卸載事件的現有的單相傳統降壓變換器。
[0024] 圖5示出了響應于先負向后正向的VREF電壓步階的現有的單相調節器。
[0025] 圖6A示出了根據一項實施例的示例性開關調節器。
[0026] 圖6B示出了根據另一實施例的示例性開關調節器。
[0027] 圖6C示出了根據另一實施例的示例性開關調節器。
[0028] 圖7示出了根據一項特定實施例的示例性應用。
[0029] 圖8示出了根據另一實施例的示例。
[0030] 圖9示出了根據一項實施例的正向電流擺動。
[0031 ] 圖10示出了根據一項實施例的負向電流擺動。
[0032] 圖11顯示了根據一項示例性操作的電流及電壓波形。
[0033] 圖12示出了根據一項實施例的推拉操作。
[0034] 圖13示出了根據一項實施例的推拉操作。
[0035] 圖14示出了根據另一示例性實施例的再充電動作。
[0036] 圖15至16示出了對于一項示例性實施例的推拉、拉推及再充電波形。
[0037] 圖17示出了根據特定實施例的一項示例性實施方案。
[0038] 圖18示出了在情形A、B、C及D下標記的推拉及拉推波形。
[0039] 圖19顯示了第一多相實施方案的示例，其中N個AC電感器連接至節點VAC且M 個DC電感器連接至VOUT輸出節點。
[0040] 圖20顯示了第二多相實施方案的示例，其中N個AC電感器連接至N個VAC節點， 且M個DC電感器連接至VOUT輸出節點。
[0041] 圖21顯示了具有K組N個AC電感器及M個DC電感器的第三多相實施方案示例。
[0042] 圖22示出了根據特定實施例的另一示例性實施方案。
[0043] 圖23顯示根據一項實施例的程序。
[0044] 圖24顯示根據一項實施例的程序。
[0045] 圖25顯不根據一項實施例的程序。
[0046] 圖26顯示根據一項實施例的程序。
【具體實施方式】
[0047] 本發明涉及開關調節器電路及方法。在下文描述中，出于解釋的目的，闡述了大量 示例及特定細節，以便提供對本發明的透徹理解。然而，對本領域技術人員來說是顯而易見 的，權利要求所表達的本發明包括僅僅是這些示例中的某些或所有特征或結合下文描述的 其它特征，且可進一步包含本文中所闡述的特征及概念的修改及等效形式。
[0048] 本發明的實施例包含具有很高壓擺率的開關調節器技術（或開關電壓變換器）。 在一項示例性結構中，第一開關調節器級可驅動輸出節點且第二開關調節器級可通過電容 器驅動相同輸出節點。舉例而言，開關調節器級可具有多個控制回路以調節分離輸出的電 容器端子上的電壓。在一項示例性實施例中，開關調節器級是通過電容器AC耦合在一起 的，以提供以高靜態效率擺動的大電流，其在某些示例性實施方案中甚至可以是對稱的。在 一項示例性實施例中，揭示了對多個開關級的推拉控制。某些實施方案可包含耦合至電容 器的一個端子的多個開關級及耦合至該電容器的另一端子的多個開關級。在某些實施例 中，多個開關級可驅動多個電容器的端子。示例性實施例可用于以極高的壓擺率改變處理 器的電源電壓在不降低靜態效率。因此，可以修改電源電壓以追蹤工作量曲線。實施例也 可以有利地用于對當前裝載及卸載事件快速作出響應。
[0049] 圖6A示出了說明根據一項實施例的示例性開關調節器。在此示例中，一第一開關 調節器級602耦合至具有電壓VOUT的輸出節點610。第二開關調節器級604耦合至具有電 壓VAC的節點612。節點612通過電容器（Cl) 620耦合至節點610。本發明的實施例有利 地允許兩個開關調節器級（亦稱為「相」）在具有不同輸出電壓的不同條件下操作。
[0050] 開關調節器級602及604被配置為調節節點610上的電壓VOUT及調節節點612上 的電壓VAC。在一項實施例中，由開關調節器級602產生的調節電壓VOUT不同于由開關調 節器級604產生的調節電壓VAC，但開關調節器級604可驅動電流（例如，AC電流）穿過電 容器620至開關調節器級602的輸出以有利地提高對節點610處的電路的瞬時響應。在本 發明中，術語開關調節器級（或僅「級」）及開關調節器相（或僅「相」）通常是指電感器、 用于選擇性傳輸儲存于電路節點之間的電感器中的輸入功率的至少一個開關（例如，晶體 管，諸如MOS晶體管），且可包含用于接通及關斷開關以調節輸出參數（例如，電壓或電流） 的控制電路（諸如驅動器）。舉例而言，通常，開關調節器級還耦合至輸出電容器以儲存輸 出電壓。在此說明性附圖中，舉例而言，第一開關調節器級602可通過第一電感器（未顯 示）耦合至輸出節點610,且第二開關調節器級604可通過第二電感器（未顯示）耦合至輸 出節點612。控制電路可包含分別用于控制級602及604中的開關的電路606及608以調 節 VAC 及 VOUT。
[0051] 第二開關調節器級604通過第二電感器（未顯示）及電容器Cl耦合至輸出節點 610。電容器620具有耦合至具有電壓VOUT的輸出節點610的第一端子。電容器620的 第二端子耦合至具有電壓VAC的第二開關調節器級604。因此，在此示例性結構中，在節點 612處具有電壓VAC的第二開關調節器級604的輸出經AC耦合至具有電壓VOUT的輸出節 點 610〇
[0052] 在此示例中，開關調節器級602及604兩者接收輸入電壓VIN及參考電壓VREF。 在其他實施例中，由電路的一部分內部產生一個或多個參考電壓。第一開關調節器級602 具有耦合至電容器620的第一端子的反饋輸入FBl，且第二開關調節器級604具有耦合至電 容器620的第二端子的第二反饋輸入FB2。反饋輸入FBl及FB2可用于控制輸出節點610 上的電壓VOUT及控制電容器的第二端子上的電壓VAC。
[0053] 第一開關調節器級602可包含控制電路606以產生穿過第一電感器的第一電流以 維持VOUT處于特定電壓。該特定電壓可通過VREF(舉例而言）及第一控制回路設定。第二 開關調節器級604可包含控制電路608以產生穿過第二電感器的第二電流以維持電壓VAC 處于特定電壓。舉例而言，VAC可通過VREF及第二控制回路設定。在此示例中，由于第二 開關調節器級604經AC耦合至輸出節點610,因此第二開關調節器級604可分別推動電流 至輸出節點610及自輸出節點610拉動電流以提高輸出節點610處的壓擺率能力。因此， 開關調節器級602及604兩者可推動電流至輸出節點610及自輸出節點610拉動電流。在 一項實施例中，流向節點610的DC負載電流是由第一開關調節器級602 (例如，專門地）提 供的且AC電流是由第二開關調節器級604響應于節點610處的瞬變（例如，負向載電流的 一改變或所要輸出電壓的一改變）而穿過電容器620提供至節點610的。
[0054] 某些實施例的特征及優點包含維持不同調節輸出電壓的AC耦合開關調節器級。 如上所述，開關調節器級602可調節節點610上的電壓VOUT且開關調節器級604可調節節 點612上的不同電壓VAC。在一項實施例中，第一開關調節器級602以第一占空比操作且第 二開關調節器級604以第二占空比操作。一降壓（buck)開關調節器的占空比如下：
[0055] D = Vo/Vin,
[0056] 其中D是占空比，Vin是輸入電壓，且Vo是輸出電壓。因此，對于圖6中的電路， 其中VACOVOUT，不同占空比如下：
[0057] Dl = V0UT/VIN,
[0058] D2 = VAC/VIN，且
[0059] D10D2,
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