用于可變頻率倍增器功率轉換器的系統和方法
【專利說明】用于可變頻率倍増器功率轉換器的系統和方法
【背景技術】
[0001] 如本領域已知的，功率電子器件是解決能源挑戰的關鍵技術。功率電子器件的性 能上的改進加上它們的擴展應用，能帶來電力消耗的大幅減少（據估計多達20-30%)。然 而，實現電力消耗上該樣的減少需要系統具有與現有系統相比提高的效率，同時更小且更 便宜。該樣的功率電子器件對于（通過負載和源的改善的能力的效率）降低能量的消耗W 及（例如，通過功率因數的改善）改善電網自身的效率兩者都是重要的。目前，功率電子器 件在電網接口層的效率通常在滿載時在約70-90%的范圍內。此外，該效率通常在減載時快 速下跌，使得平均效率，W及損耗，低于70%-90%的范圍。例如，據估計，供電損耗占電子 產品消耗的全部能量的20至70%。類似地，差的功率因數據估計間接導致商業建筑中多達 2. 8%的能量消耗。因此存在著提供具有改善的峰值和平均效率、改善的功率因數W及也具 有減小的大小、重量和降低的成本的功率電子器件的需要，W實現較大的采用和利用率。 [000引能夠在其中進行該樣的改進的一個領域是在提供高壓DC或AC輸入（即，電網電 壓）與低壓DC輸出之間的接口的電力供應中。該包括能量從AC電網到DC負載（例如計算 機、電子設備及L邸照明，其代表了電能的大量使用和在其中損耗了大量能量的地方兩者） 的供應。已報道，超過28%的家庭電能使用進入了"各種各樣的"負載一一包括具有供電前 端的電子設備。此外，進入電子負載的能量的百分數W其他負載的兩倍的速率增長。全美 國家能源消耗中多達4%能夠追溯到針對電子負載的供電損耗，很大程度上是由于差的平 均供電效率。此外，功率因數校正的缺乏在大多數電力供應中產生額外的間接（系統級） 損耗，其可能是相當可觀的。該代表了巨大的能量浪費和不必要的排放的生成。
[0003] 改進的功率轉換對于DC-輸入系統也是重要的。DC分布（額定在380VDC)有時 被視為是對商業建筑和數據中屯、中的AC分布的備選，因為其提供更高的效率、對功率因數 校正的更有效的管理，W及分布式可再生能源與能量存儲的更容易的集成。例如，早期的展 示已表明，在數據中屯、中380VDC分布架構能夠得到超過標準208VAC分布約15%的能量 節約。該是由于在DC分布系統中需要的更高的分布電壓和更少的電壓轉換級。
[0004] DC分布的效率至少部分地取決于將電壓從380V(實際上260V- 410V)轉換到照明 和電子負載所需要的較低電壓的DC-DC轉換器。在數據中屯、中一一其中預計首先部署該樣 的DC分布架構，將需要使用位于每個"臺架"（即，用于安裝多個設備模塊的框架或封裝） 中的DC-DC轉換器把380VDC源轉換到12V，W為服務器供電。為了降低該樣的架構中的成 本，將需要極高效率的轉換器（例如，具有在97 %及W上范圍內的效率的轉換器）。
[0005]將能量從高電壓DC或AC源遞送到低電壓DC負載的高性能功率轉換器一一具有與AC電網一致的輸入電壓（例如，直到240VAC)和DC分布系統（260 - 410VDC)W及幾伏特 到幾十伏特的輸出電壓，實現了直到90-95%的效率（5-10%的損耗），平均效率要低得多。 達到更高效率、更大功率因數的技術，W及將能量從高電壓DC或AC源遞送到低電壓DC負 載的功率轉換器的小型化可能難W設計，因為高輸入電壓和大電壓轉換比率可能導致大的 半導體開關和磁巧損耗（例如，在變壓器和電感器中），并且寬操作范圍的輸入電壓（例如 1. 6 ;1或更大）和功率（例如10 ;1或更大）為許多設計技術造成限制。
[0006] 用于在開關轉換器（switchedconverter)內實現高效率功率轉換的一種技術包 括使用零電壓切換（"ZVS")(其中在晶體管開啟或關閉時晶體管電壓被限制為接近零）和 /或零電流切換（"ZCS")(其中在晶體管開啟或關閉時晶體管電流被限制為接近零）。沒 有軟切換，晶體管切換損耗可能降低轉換器的效率并限制功率密度。
[0007] 遺憾的是，盡管可用的軟切換電路能夠在特定操作條件下達到非常高的效率，但 當考慮在寬泛變化的輸入電壓和功率水平上的操作要求時，性能傾向于大大降低。尤其地， 利用常規的電路設計和控制方法，難W隨著功率從最大值降低W及隨著輸入電壓從額定值 變化而維持合乎期望的電路波形（例如，ZVS/ZCS切換、最小傳導電流等）。
[000引例如，一種用于控制諧振軟開關逆變器（例如，串聯、并聯、串并聯、LLC轉換器等） 的技術是頻率控制技術，其中通過調制轉換器切換頻率，來面對負載和輸入電壓變化調整 輸出電壓。由于要實現ZVS切換（其在高壓水平是重要的）的電感性負載要求，在該樣的 轉換器中功率是通過增大切換頻率來降低的，該可能加劇切換損耗。寬頻率操作也使磁性 部件和Effl濾波器的設計更具挑戰性。此外，取決于諧振槽設計，轉換器中的環流可能不會 帶功率回退，降低了功率傳輸效率。
[0009] 能夠W固定頻率被用于橋式轉換器的備選方法是相移控制，在其中調制多個逆變 器橋臂的相對時序W控制功率。然而，使用相移控制的常規全橋諧振轉換器受W下缺陷影 響，即由于橋臂被異相化W降低輸出功率而在切換時兩個逆變器橋臂之間的不對稱電流水 平。結果是，超前逆變器橋臂中的晶體管開始在大電流斷開。同樣，隨著異相化增加，滯后 逆變器橋臂中的晶體管失去ZVS接通能力。該些因素造成額外損耗，并在部分負載時導致 較低的轉換器效率，W及因此導致差的設計權衡。
[0010] 也已開發出其他固定頻率控制技術，例如不對稱錯位模式控制和不對稱脈沖寬度 控制。然而，該些技術也在降低輸出功率時失去零電壓切換狂V巧能力。因此，它們也沒有 在寬的負載范圍上維持高效率。存在著對于能夠在寬輸入電壓和功率范圍上操作時提供減 少的損耗，并且能夠提供大的步降電壓轉換的電路設計與關聯控制的明顯需要。
[0011] 頻率倍增器電路能夠被用于極高頻RF應用中，并且有時被用于切換模式逆變器 和功率放大器中。然而，由于頻率倍增器逆變器的輸出功率相對于要求的設備額定值固有 地低，頻率倍增器電路通常不被用于DC-DC轉換器中。
【發明內容】
[0012] 根據本文中描述的概念、系統和技術，一種DC-DC功率轉換器包括具有兩個或更 多個開關逆變器（switchedinverter)的逆變級，所述逆變級被配置為從源接收DC功率并 產生切換的AC輸出功率信號。變壓級被禪合為從所述逆變級接收所述切換的輸出功率信 號，對所述輸出功率信號進行整形，并產生經整形的功率信號，所述變壓級具有基準操作頻 率。具有兩個或更多個開關逆變器的整流級被禪合為接收所述經整形的功率信號并將所述 經整形的功率信號轉換成DC輸出功率信號。控制器電路被配置為W可變頻率倍增器模式 操作所述逆變器和/或整流器。
[0013] 利用該特定布置，提供了可變頻率倍增器（"VFX")功率轉換器。通過提供能夠W 基準切換頻率模式和諧波切換頻率模式兩者操作的具有逆變級和/或整流級的所述功率 轉換器，提供了具有在寬負載范圍上的效率特性一一高于現有技術功率轉換器在相同負載 范圍上的效率特性一-的所述VFX功率轉換器。此外，在一個實施例中，當在寬輸入電壓和 功率范圍上操作時，本文中描述的所述VFX功率轉換器被提供為具有與在相同的寬輸入電 壓和功率范圍上操作的現有技術功率轉換器的損耗特性相比降低的損耗特性。更進一步， 在一個實施例中，本文中描述的所述VFX功率轉換器也能夠提供與現有技術的功率轉換器 的步降電壓轉換相比相對大的步降電壓轉換。
[0014] 在另一實施例中，一種DC-DC功率轉換器，包括具有兩個或更多個開關逆變器的 逆變級，所述逆變級被配置為在其輸入處接收DC功率并在其輸出處產生切換的AC輸出功 率信號。變壓級從所述逆變級輸出接收所述切換的輸出功率信號，并對所述輸出功率信號 進行整形W在其輸出處產生經整形的功率信號。具有兩個或更多個開關逆變器的整流級， 所述整流級在其輸入處接收所述經整形的功率信號并在其輸出處將所述經整形的功率信 號轉換成DC輸出功率信號。控制器電路被禪合為W可變頻率倍增器模式操作所述功率轉 換器，其中，W-頻率或占空比來切換所述逆變級或所述整流級中的所述開關逆變器中的 至少一個，該得到具有為由所述功率轉換器生成的基準頻率的諧波的頻率的輸出信號。在 一些實施例中，W諧波頻率或占空比來切換所述逆變級中的所述開關逆變器和所述整流級 中的所述開關逆變器兩者中的至少一個。
[0015] 利用該特定布置，提供了一種能夠多模式操作的功率轉換器。通過使用切換頻率 的基準開關逆變器，所述功率轉換器操作為提供最大輸出電壓（或功率）模式。通過使用 所述切換頻率的諧波開關逆變器，所述功率轉換器進入較低功率操作模式。應認識到，可W W多模式操作所述逆變級和所述整流級中的任一個或兩者，W實現所述功率轉換器的期望 總體操作模式。
【附圖說明】
[0016] 從W下對附圖的描述可W更充分地理解前述特征。附圖旨在輔助解釋和理解所公 開的技術。由于圖示并描述每種可能的實施例常常是不實際或不可能的，因此所提供的附 圖描繪一個或多個示范性實施例。因此，附圖不想要，并且也不應被解釋為限制本文描述