低電流應力的DAB型雙向AC-DC變換器移相調頻控制方法及裝置

本發明屬于變換器控制，尤其涉及低開關損耗低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制方法及裝置。

背景技術：

1、雙向ac-dc變換器廣泛應用在新能源、微電網和電動汽車充電等領域，是實現能量在交流電網和直流組件雙向傳輸的關鍵。dab型雙向ac-dc變換器如附圖2，它由八個開關管s1a、s1b、s2a、s2b、s3a、s3b、s4a、s4b組成四組雙向開關構成的交流側雙向開關矩陣，s5～s8構成的直流全橋，li、ci構成交流側的濾波器，co構成直流側的穩壓電容，高頻變壓器t以及等效電感l構成的雙向ac-dc主電路，具有功率密度高、無大容量穩壓電解電容等優點。

2、移相調制是dab型變換器控制常用方案，但是直接沿用dab?dc-dc型變換器控制方法并不完全適用于dab型雙向ac-dc變換器拓撲的控制。傳統拓展移相調制能在一定范圍內實現變換器開關管zvs軟開關，但是其未能考慮相鄰開關周期電感電流耦合問題，將造成控制策略與實際電感電流之間存在一定誤差。另外，單移相結合變頻控制方法能實現全電壓范圍內軟開關，但是其直流側電壓應力較大、開關管開關頻率較高，增加了變換器的開關損耗，降低了變換器傳遞效率。

技術實現思路

1、本發明提出了一種低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制方法及裝置，用于解決單移相變頻控制開關頻率較高，開關管開關損耗較大和單移相變頻控制電感電流最值較大，開關管所受開關應力較大的問題。

2、為實現上述目的，本發明實施例提供如下技術方案：

3、第一方面，本發明提供了一種低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制方法，所述方法為引入新變量交流側矩陣橋占空比d1的拓展移相控制，具體方法步驟包括：

4、將交流側全橋占空比d1作為變量并與拓展移相調制相結合，并求解每個工作模式下的電感電流t0時刻的瞬時值、平均值和最值；

5、根據每個模式所需開關管復位條件和交流側功率因數校正條件，計算移相調制每個工作模式控制下交流側矩陣橋和直流側全橋的外移相角δ和直流側全橋的占空比d2，并篩選出了能同時滿足所需軟開關特性和功率因數校正的兩種工作模式；

6、計算兩種工作模式的電感電流瞬時值、最值、有效值和交流側電流；

7、通過兩種工作模式的電感電流瞬時值、最值、有效值和交流側電流以及外移相角δ和直流側開關占空比d2，求取滿足兩種工作模式工作范圍、模式切換條件和所需軟開關范圍的交流側矩陣橋占空比d1范圍；

8、根據交流側矩陣橋占空比d1的取值范圍，建立電感電流的最值與交流側全橋占空比d1和開關頻率f的數學模型，并通過所得數學模型選擇合適的交流側全橋占空比d1和開關頻率f對電感電流的最值進行優化；

9、根據兩種工作模式的工作模式范圍、優化后的交流側全橋占空比d1和開關頻率f對電感電流優化并對變換器進行控制。

10、在一種實施方式中，每個模式所需開關管復位條件和交流側功率因數校正條件，通過變換器的等效電路模型和電感電流工作波形獲取。

11、在一種實施方式中，所述每種模式所需開關管復位條件為：

12、

13、所述每種模式交流側功率因數校正條件為：

14、ii＝iref

15、其中，ib表示每個開關周期電感電流的復位初始值，iref＝isinωt，i表示交流側電流的峰值。

16、在一種實施方式中，所述兩種工作模式分別為模式1和模式2，其中，

17、模式1外移相角δ和直流側開關占空比d2為：

18、

19、

20、模式2外移相角δ和直流側開關占空比d2：

21、

22、

23、在一種實施方式中，所述兩種工作模式工作范圍、模式切換條件和所需軟開關范圍分別為：

24、模式1的工作模式范圍：

25、

26、模式1的軟開關范圍：

27、

28、模式2的工作模式范圍：

29、

30、模式2的軟開關范圍：

31、

32、模式1和模式2的切換條件：

33、當δ-d2≤1時，變換器工作在模式1；當δ-d2＞1時，變換器工作在模式2。

34、在一種實施方式中，模式1的交流側矩陣橋占空比d1邊界取值范圍如下：

35、邊界1：

36、

37、邊界2：

38、

39、邊界3：

40、

41、邊界4：

42、

43、邊界5：

44、d1＝1

45、模式1實現全交流范圍軟開關的交流側矩陣橋占空比d1取值如下：

46、邊界6：

47、

48、邊界7：

49、

50、取模式1交流側矩陣橋占空比d1邊界的范圍和模式1實現全交流范圍軟開關的交流側矩陣橋占空比d1的交集作為模式1的交流側矩陣橋占空比d1最終的取值范圍；

51、模式2的交流側矩陣橋占空比d1邊界取值范圍如下：

52、邊界1：

53、

54、邊界2：

55、

56、邊界3：

57、

58、邊界4：

59、d1＝1

60、模式2實現全交流范圍軟開關的交流側矩陣橋占空比d1取值如下：

61、邊界5：

62、

63、取模式2交流側矩陣橋占空比d1的邊界范圍和模式2實現全交流范圍軟開關的交流側矩陣橋占空比d1的交集作為模式2的交流側矩陣橋占空比d1最終的取值范圍。

64、在一種實施方式中，所述根據交流側矩陣橋占空比d1的取值范圍，建立電感電流的最值與交流側全橋占空比d1和開關頻率f的數學模型，并通過所得數學模型選擇合適的交流側全橋占空比d1和開關頻率f對電感電流的最值進行優化，包括：

65、根據所得交流側矩陣橋占空比d1取值范圍可將每個模式中的電感電流最值化簡并建立電感電流最值與其他控制變量的數學模型；

66、模式1電感電流最值表達式為：

67、

68、將模式1外移相角δ和直流側開關占空比d2代入上式并化簡：

69、

70、模式2電感電流最值表達式為：

71、

72、將模式2外移相角δ和直流側開關占空比d2代入上式并化簡：

73、i＝ib

74、max

75、通過數學模型得出模式2的最值為定值ib，模式1為只與d1、f和ωt的取值有關的三元函數；

76、根據所獲得的數學模型計算選擇合適的交流側矩陣橋占空比d1和開關頻率f對電感電流最值進行優化。

77、在一種實施方式中，優化后的模式1和模式2的交流側占空比d1和開關頻率f為：

78、d1＝1

79、

80、其中，vi為交流橋輸入電壓值，vo為直流橋輸出電壓值，δ為交流橋與直流橋之間的橋間移相角，d1為交流橋開關管的占空比，d2為直流橋開關管的占空比，n為高頻變壓器原邊與副邊的比值，f為變換器開關頻率，iref為交流側參考電流值，iref＝isinωt，i表示交流側電流的峰值，ib表示每個開關周期電感電流的復位初始值，l為變壓器漏感等效電感值。

81、第二方面，本發明提供了一種低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制裝置，所述裝置包括：

82、計算模塊一，用于將交流側全橋占空比d1作為變量并與拓展移相調制相結合，并求解每個工作模式下的電感電流t0時刻的瞬時值、平均值和最值；

83、模式篩選模塊，用與根據每個模式所需開關管復位條件和交流側功率因數校正條件，計算移相調制每個工作模式控制下交流側矩陣橋和直流側全橋的外移相角δ和直流側全橋的占空比d2，并篩選出了能同時滿足所需軟開關特性和功率因數校正的兩種工作模式；

84、計算模塊二，用于計算兩種工作模式的電感電流瞬時值、最值、有效值和交流側電流；

85、計算模塊三，用于通過兩種工作模式的電感電流瞬時值、最值、有效值和交流側電流以及外移相角δ和直流側開關占空比d2，求取滿足兩種工作模式工作范圍、模式切換條件和所需軟開關范圍的交流側矩陣橋占空比d1范圍；

86、選擇和優化模塊，用于根據交流側矩陣橋占空比d1的取值范圍，建立電感電流的最值與交流側全橋占空比d1和開關頻率f的數學模型，并通過所得數學模型選擇合適的交流側全橋占空比d1和開關頻率f對電感電流的最值進行優化；

87、pwm調制模塊，用于根據兩種工作模式的工作模式范圍、優化后的交流側全橋占空比d1和開關頻率f對電感電流優化并對變換器進行控制。

88、第三方面，本發明提供了一種計算機設備，包括存儲器和處理器，所述存儲器中存儲有計算機可讀指令，所述計算機可讀指令被所述處理器執行時，使得所述處理器執行上述低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制方法的步驟。

89、第四方面，本發明提供了一種存儲有計算機可讀指令的存儲介質，所述計算機可讀指令被一個或多個處理器執行時，使得一個或多個處理器執行上述低電流應力的dab型雙向ac-dc變換器移相調頻控制方法的步驟。

90、與現有技術相比，本發明具有以下優點：

91、本發明方法通過在傳統拓展移相控制中增加一個新變量交流側全橋占空比d1，在保證全交流范圍變換器電感電流復位和功率因數校正的同時，利用d1實現變換器全交流范圍軟開關。本發明將d1與開關頻率f相結合，利用電感電流模型降低電感電流的最值，降低開關管的開關頻率，減小變換器的損耗，提高了整體效率。