一種非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的制作方法

本實用新型涉及的是一種非隔離光伏并網(wǎng)逆變器。

背景技術：

非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器已在分布式光伏發(fā)電系統(tǒng)中占主流，受到廣泛關注。其中，追求高效率是推動非隔離并網(wǎng)逆變器發(fā)展的最大動力。當前提高非隔離型并網(wǎng)逆變器，特別是單相非隔離并網(wǎng)逆變器變換效率的主要途徑有：提出新型的多電平拓撲結構(以五電平為主流)，或采用新型的功率器件，如SiC型、GaN型功率管等。單相五電平非隔離并網(wǎng)逆變器可降低開關管的電壓應力和減小濾波器體積及損耗，有利于提高變換效率，但大幅增加的功率器件數(shù)量和分壓電容均衡問題使得電路可靠性降低和控制復雜度增加，同時成本降低并不明顯；新型功率半導體器件的應用對提高非隔離并網(wǎng)逆變器變換效率是根本性的，是推動電力電子技術發(fā)展的源動力。但現(xiàn)階段新型材料的功率器件仍然存在制備工藝不成熟、成品率低等缺陷，使得生產成本居高不下，這與目前市場對新能源發(fā)電成本降低的期望相違背。軟開關技術是當前技術背景下進一步提高非隔離并網(wǎng)逆變器變換效率和降低成本的可行途徑。

逆變器的軟開關經過多年發(fā)展已有包括諧振DC 環(huán)節(jié)方式、諧振極方式、負載側諧振方式等，從諧振電路或輔助電路所處逆變器主電路上位置的不同，可分為直流側型和交流側型。在現(xiàn)有的逆變器軟開關技術中仍然存在調制方式實現(xiàn)困難、器件電壓/電流應力大、諧振元件數(shù)量多損耗大等問題。

技術實現(xiàn)要素：

本實用新型基于H6 拓撲，提出一種零電流轉換H6結構非隔離光伏并網(wǎng)逆變器電路。對高頻功率器件加入零電流轉換諧振支路實現(xiàn)主功率器件零電流關斷和輔助功率器件的零電流開通，對實現(xiàn)并網(wǎng)逆變器的高頻化有重要價值。同時保證了續(xù)流階段時續(xù)流回路電平的自由箝位，從而實現(xiàn)整個開關期間共模電壓恒定，可適用于非隔離光伏并網(wǎng)場合。

本實用新型提出的一種非隔離光伏并網(wǎng)逆變器，其中第一主開關管S₁和第二主開關管S₂串聯(lián)組成第一支路，其串聯(lián)連接點稱為第一節(jié)點，第三主開關S₃管和第四主開關管S₄串聯(lián)組成第二支路，其串聯(lián)連接點稱為第二節(jié)點，第七二極管D₇和第八二極管D₈串聯(lián)組成第三支路，其串聯(lián)連接點稱為第三節(jié)點，第五諧振電感L_5a和第五諧振電容C_5a串聯(lián)組成第一諧振電路，第一諧振電路和第五輔助開關管S_5a串聯(lián)組成第五支路，其串聯(lián)連接點稱為第五節(jié)點，第五支路和第五主開關管S₅并聯(lián)組成第六支路，第六諧振電感和第六諧振電容串聯(lián)組成第二諧振電路，第二諧振電路和第六輔助開關管S_6a串聯(lián)組成第七支路，其串聯(lián)連接點稱為第七節(jié)點，第七支路和第六主開關管S₆并聯(lián)，組成第八支路，第一電解電容C_dc1和第六支路串聯(lián)組成第九支路，第二電解電容C_dc2和第八支路串聯(lián)組成第十支路，第九支路和第十支路串聯(lián)組成第十一支路，串聯(lián)連接點為第十一節(jié)點，并且第一電解電容C_dc1和第二電解電容C_dc2相鄰，第一支路、第二支路和第三支路和第十一支路并聯(lián)，第十一節(jié)點和第三節(jié)點連接，第一主開關管S₁、第二主開關管S₂、第三主開關管S₃、第四主開關管S₄、第五主開關管S₅和第六主開關管S₆兩端分別并聯(lián)第一二極管D₁、第二二極管D₂、第三二極管D₃、第四二極管D₄、第五二極管D₅和第六二極管D₆，第五節(jié)點和第七節(jié)點之間連接有輔助二極管D_a。

附圖說明

下面結合附圖對本發(fā)明作進一步詳細的說明。

圖1是根據(jù)本實用新型的非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的電路圖。

圖2是根據(jù)本實用新型的非隔離光伏并網(wǎng)逆變器在進網(wǎng)電流正半周運行時的驅動信號時序圖。

具體實施方式

為了更好的理解本實用新型的技術方案，下面結合附圖詳細描述本實用新型提供的實施例。

為了實現(xiàn)高頻功率器件的軟開關工作，本實用新型針對H6 的主開關S₅、S₆引入諧振元件C_5a、L_5a、C_6a和L_6a，輔助開關管S_5a/D_5a、S_6a/D_6a，和輔助二極管D_a構成零電流轉換(zero-current-transition，ZCT)諧振支路，如圖1所示，其中：L_5a＝L₆＝L_r；C_5a＝C_6a＝C_r；S1－S4 為工頻全橋電路開關管；L₁、L₂和C₁為進網(wǎng)濾波器；D₇、D₈ 為續(xù)流階段的箝位二極管。以下是ZCT諧振支路的工作過程。

圖2為ZCT-H6在進網(wǎng)電流正半周運行時的驅動信號時序圖，S₁、S₄ 持續(xù)開通，S₂、S₃持續(xù)斷開，S₅、S₆以單極性SPWM 調制方式工作，輔助開關S_5a、S_6a僅在S₅、S₆關斷時刻附近的一個時段內開通，為S₅、S₆創(chuàng)造零電流關斷條件。相對應地，在進網(wǎng)電流負半周，S₁、S₄持續(xù)關斷，S₂、S₃持續(xù)開通，S₅、S₆以及輔助開關S_5a、S_6a的工作方式與正半周一致。可見，在ZCT-H6 中S₁-S₄為低頻開關管幾乎不產生開關損耗，主開關S₅、S₆是開關損耗的主要產生者。該電路通過為S₅、S₆引入諧振支路創(chuàng)造零電流關斷來降低開關損耗，同時實現(xiàn)輔助開關S_5a、S_6a的零電流開通。

下面詳細分析主開關S₅、S₆和輔助開關S_5a、S_6a及諧振支路在SPWM開關周期內的工作狀態(tài)，在穩(wěn)態(tài)分析過程中假設進網(wǎng)電感電流為恒流源I_L，一個開關周期分為9 個工作模態(tài)。

1）模態(tài)1[t₀, t₁]：t₀ 時刻前S₁、S₄、S₅、S₆開通，為常規(guī)的功率傳輸階段，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓為恒值U_Ca，且U_Ca<0.5U_PV，否則D_a將導通；諧振電感L_5a、L_6a上的電流為零。t₀時刻起輔助開關S_5a、S_6a 開始導通。諧振電感L_5a、L_6a 上的電流開始增加，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓開始減小，同時，主開關S₅、S₆中的電流開始減小直到t1 時刻達到零，從而創(chuàng)造了零電流關斷。

2）模態(tài)2[t₁, t₂]：t₁時刻起主開關S₅、S₆ 中的電流減小到零并開始反向增加，二極管D₅、D₆ 導通，諧振電感L_5a、L_6a 上的電流繼續(xù)增加，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓繼續(xù)減小，到t₂時刻諧振電感上的電流達到峰值I_La、諧振電容上電壓為零。

3）模態(tài)3[t₂, t₃)：t₂時刻主開關S₅、S₆中的電流反向增加到最大(I_L-I_La)，此后再反向減小，直到t₃時刻達到零。諧振電感L_5a、L_6a 上的電流由峰值I_La開始減小，諧振電容C_5a、C_6a 上的電壓從零開始反向增加。在時間區(qū)段[t1, t3]關閉主開關S₅、S₆，均可實現(xiàn)ZCS。

4）模態(tài)4[t₃]：t₃時刻輔助開關S_5a、S_6a關斷，輔助二極管D_a導通。

5）模態(tài)5(t₃, t₄]：t₃ 時刻諧振電感中的電流為IL，之后諧振電流繼續(xù)減小，逆變器進入續(xù)流階段，續(xù)流回路有S₁→I_L→D₃→S₁和S₄→IL→D₂→S₄。兩個諧振電容上的電壓繼續(xù)反向增加直到t₄時刻分別達到-U_Ca，此時諧振電流也減小至零，諧振階段結束。

6）模態(tài)6[t₄, t₅]：t₄時刻起逆變器進入常規(guī)的續(xù)流階段，諧振電感電流為零，諧振電容上的電壓分別維持在-U_Ca。

7）模態(tài)7[t₅, t₆]：t₅時刻起主開關S₅、S₆開通，二極管D_5a、D_6a導通。諧振電感L_5a、L_6a上的電流開始從零反向增加，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓開始從-U_Ca反向減小。到t₆時刻諧振電感上的電流達到反向峰值-I_La、諧振電容上電壓為零。

8）模態(tài)8[t₆, t₇]：t₆時刻起諧振電感L_5a、L_6a上的電流開始從反向峰值-I_La反向減小，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓開始從零正向增加。到t₇時刻諧振電感上的電流達到零、諧振電容上電壓為U_Ca，諧振停止。

9）模態(tài)9[t₇, t₈]：t₇ 時刻起，逆變器進入常規(guī)的功率傳輸階段，諧振電容C_5a、C_6a上的電壓維持為恒值U_Ca，諧振電感L_5a、L_6a上的電流為零。到t₈時刻新的開關周期開始重復上述過程。

由于該非隔離光伏并網(wǎng)逆變器的高頻主開關管實現(xiàn)了零電流關斷，高頻輔助開關管實現(xiàn)了零電流開通。因此，可有效降低開關損耗。加入的諧振網(wǎng)絡適應能力強，可應付參數(shù)的不一致性，并可根據(jù)逆變器的狀態(tài)安全地起振和停振，并能適合較大功率的非隔離光伏并網(wǎng)場合應用。