高效級聯H橋型動態電壓恢復器及其控制方法與流程
本發明屬于電力電子控制技術領域，涉及一種高效級聯h橋型動態電壓恢復器及其控制方法。
背景技術：
隨著用電負荷的不斷增加，電網規模和容量迅猛擴大，高質量電力供應已成為現代社會生產、生活正常進行的基本條件。電能質量諸多問題中，電壓波動，包括電壓暫時降低、升高、閃變等造成的危害最為普遍。其中，電壓暫低在對電壓敏感的精密設備上產生很多有害影響，甚至導致其無法正常工作，最終造成經濟損失；電壓暫高會帶來絕緣壓力。因此保證敏感設備正常工作的經濟性措施顯得尤為必要。
動態電壓恢復器(dvr)串聯在電網和敏感負荷之間，在配電網正常供電的情況下，dvr工作在備用狀態，其損耗很低，當電網發生某種電能質量問題時，dvr可以在幾毫秒之內向系統注入電網正常狀態和故障狀態下的電壓差，使得負載上的電壓保持不變，所以dvr被看作是減緩電壓波動影響的有力措施。級聯h橋型動態電壓恢復器能夠輸出優質多電平，利用疊加的電平逼近正弦波，具有開關損耗小，電壓變化率du/dt低，電壓應力小的優點，而且輸出電壓電平數相同時，需要的功率器件最少，且不存在電容電壓均壓，易于模塊化，所以這種結構被廣泛使用。
但是，當級聯h橋型逆變器直流側連接的是分布式電源、風機、光伏等時，dvr的直流側就不能選用pwm整流裝置了，需要尋求一種新的直流側裝置來使得級聯h橋型動態電壓恢復器有更廣泛的應用場景。另外，在動態電壓恢復器與電網并網時，一般采用變壓器耦合的方式，但是在實際應用中，變壓器是比較昂貴的，而且不是所有的場合采用變壓器耦合的方式都會有很好的濾波效果，所以選擇一種具有更好的濾波效果的并網方法也是一個需要解決的問題。
技術實現要素：
為實現上述目的，本發明提供一種高效級聯h橋型動態電壓恢復器，為負載提供穩定的電網電壓，級聯h橋型逆變器能夠實現最大電平輸出，提高逆變器的補償能力，同時解決了補償諧波的問題；拓展了級聯h橋型動態電壓恢復器的應用場景，提高了它的使用效率，解決了以往只能運用于交流電源的問題；級聯h橋型逆變器的逆變側采用llccrl濾波器濾波，避免了采用變壓器耦合在實際應用中的缺點以及開關次諧波的問題。
本發明的另一目的是，提供一種高效級聯h橋型動態電壓恢復器的控制方法。
本發明所采用的技術方案是，一種高效級聯h橋型動態電壓恢復器，由雙向dc-dc變換器、級聯h橋型逆變器、llccrl濾波器組成，所述雙向dc-dc變換器與級聯h橋型逆變器的逆變單元的直流側連接實現電能的雙向流動，為級聯h橋逆變單元的直流側供能；所述級聯h橋型逆變器為n級聯h橋結構，能夠實現輸出最大電平；所述級聯h橋型逆變器與llccrl濾波器連接之后串聯在電網主電路之中。
本發明的特征還在于，進一步的，所述llccrl濾波器由電感linv和電感lg串聯后再與高頻衰減支路并聯組成，其中，高頻衰減支路由電感lf和電容cf1串聯后再與電容cf2、電阻rf串聯后的支路相并聯組成，高頻衰減支路連接在電感linv的端口1'和電感lg的端口2'之間。
進一步的，所述雙向dc-dc變換器由兩個半橋組成，半橋的一側與電容c1相連，半橋的另一側與電容c2相連，電容c2的輸出端與級聯h橋型逆變器逆變單元的直流側連接；雙向dc-dc變換器將直流側儲能單元的電壓經過dc-dc變換，變為符合動態電壓恢復器需要的電壓，提供給級聯h橋型逆變器的直流側。
本發明所采用的另一技術方案是，一種高效級聯h橋型動態電壓恢復器的控制方法，a相橋臂控制具體按照以下步驟進行：
步驟1，檢測a相的電源電壓usa和直流側電壓udc；根據a相的電源電壓usa提取基波電壓usa*，生成與電源電壓usa同頻率、同相位想要穩定的標準正弦電壓usaref；
步驟2，電網電壓需要穩定的電壓值即標準正弦電壓usaref，電網電壓需要穩定的電壓值與實際檢測到的電壓值usa的差值，得到所需補償電壓uc，補償電壓uc與直流側電壓udc需滿足usa*＝λuc＝nmudc，其中m代表調制比，λ為常數，n為級聯h橋型逆變器的級聯數；
步驟3，m滿足
步驟4，如果常數λ滿足
步驟5，根據步驟1檢測的a相的電源電壓usa與標準正弦電壓usaref相減的差值再與動態電壓恢復器的實際輸出的補償電壓udvr相減，所得的差值經過pi控制器處理，作為動態電壓恢復器的開關管的控制信號；將調制波與載波相比較后所得到的pwm控制信號經過驅動后控制a相級聯h橋型動態電壓恢復器的開關管導通與關斷，即完成a相橋臂的控制；
b相、c相橋臂的控制過程與a相橋臂控制過程相同。
進一步的，所述步驟3中，級聯h橋型逆變器輸出最大電平的控制方法，具體按照以下步驟進行：
步驟1.1，各級聯h橋型逆變器的逆變單元均采用單極性載波水平移相正弦脈寬調制方法，采用單極性載波水平移相正弦脈寬調制時，級聯h橋型動態電壓恢復器能夠輸出2n+1個電平，n為級聯h橋型逆變器的級聯數，則最高電壓為n×udc，其中udc為直流側電壓；三角載波的峰值為1，調制波為f(t)＝msin(ωst)，采用規則采樣法，tri1與tri2相位相差π，tr(i+1)1超前tri1相位π/n，θ1′為tr11與f(t)交點，θi為tri2與f(t)交點，根據spwm調制原理輸出高電平的相位差σ，σ＝σ1-σ1′；
步驟1.2，根據三角形相似原理，得到調制比m與輸出高電平相位差σ和三角載波周期tcs的關系，
步驟1.3，三角載波周期按照單極性載波移相調制原則有θi-θi+1＝π/n，其中i＝1,2,...,n-1，依次相加得：
步驟1.4，結合步驟1.3和步驟1.2，要使n級聯h橋型逆變器輸出電壓達到2n+1個電平，則必須滿足θn∈(σ1',σ1)，得到調制比m滿足的關系為
進一步的，所述步驟4中，級聯h橋型逆變器直流側電壓udc的控制方法，具體按照以下步驟進行：
步驟(1)，計算電網電壓需要穩定的電壓值usaref與實際檢測到的電壓值usa的差值，得到所需補償電壓uc，根據補償電壓uc與直流側電壓udc計算出常數λ；
步驟(2)，當計算出的常數λ滿足步驟3中所述的λ范圍時，完成級聯h橋型逆變器直流側電壓udc的控制；當計算出的常數λ大于步驟3中所述的范圍時，減小直流側電壓udc使得常數λ滿足步驟3中所述的范圍，此時dc-dc變換器工作于buck升壓狀態，即s1u管開關動作，s1d管驅動信號可靠封鎖；當計算出的常數λ小于步驟3中所述的范圍時，增大直流側電壓udc使得常數λ滿足步驟3中所述的范圍，此時dc-dc變換器工作于boost降壓狀態，即s1d管開關動作，s1u管驅動信號可靠封鎖。
本發明的有益效果是：高效級聯h橋型動態電壓恢復器采用n級聯h橋單元串聯結構，與雙向dc-dc變換器的輸出側及llccrl濾波器的輸入側相連接，能夠根據電網電壓大小，判斷是否調整直流側電壓，采用單極性正弦脈寬調制技術實現最大電平數輸出，充分發揮級聯h橋型逆變器的作用，降低了級聯h橋型逆變器輸出電壓的諧波畸變率，提高級聯h橋型逆變器的補償能力，同時解決了補償諧波的問題。雙向dc-dc變換器由升壓boost電路和降壓buck電路反并聯組成，將直流側儲能單元的電壓經過dc-dc變換，變為符合動態電壓恢復器需要的電壓，提供給級聯h橋型逆變器的直流側，與級聯h橋型逆變器相連實現能量的雙向流動。
高效級聯h橋型動態電壓恢復器逆變側采用llccrl濾波器濾波，llccrl濾波器與級聯h橋型逆變器的逆變側連接后，串聯在電網之中，無需隔離變壓器，省去了昂貴的變壓器，避免了采用變壓器耦合在實際應用中的缺點以及開關次諧波的問題，并且能夠濾除由igbt開通和關斷過程中引起的開關次諧波。
本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器為負載提供穩定的電網電壓，能夠保證級聯逆變器輸出最大電平，能夠運用于分布式電源、風機、可再生能源、電力系統、交通、航天航空、計算機和通訊、家用電器、國防工業等領域，拓展了級聯h橋型動態電壓恢復器的應用場景，提高了它的使用效率，解決了以往只能運用于交流電源的問題。
附圖說明
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1是本發明的拓撲結構圖。
圖2是本發明中llccrl濾波器的結構圖。
圖3是本發明中h橋型逆變器的逆變單元的結構圖。
圖4是本發明中雙向dc-dc變換器的結構圖。
圖5是本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器的單極性調制圖。
圖6是本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器的直流側電壓控制流程圖。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器的拓撲結構，如圖1-4所示，由雙向dc-dc變換器、級聯h橋型逆變器、llccrl濾波器組成，雙向dc-dc變換器與級聯h橋逆變單元的直流側連接，為級聯h橋型逆變器逆變單元的直流側供能；級聯h橋型逆變器為n級聯h橋結構，n級聯h橋單元串聯，能夠根據電網電壓大小，判斷是否調整直流側電壓，實現輸出最大電平；級聯h橋型逆變器與llccrl濾波器連接之后，串聯在電網主電路之中。
如圖2，llccrl濾波器由電感linv和電感lg串聯后再與高頻衰減支路并聯組成，其中，高頻衰減支路由電感lf和電容cf1串聯后再與電容cf2、電阻rf串聯后的支路相并聯組成，高頻衰減支路連接在電感linv的端口1'和電感lg的端口2'之間。llccrl濾波器的高頻衰減支路lfcf1cf2r為lcrl型和llcl型濾波器的組合，既具有lcrl型濾波器每10倍頻程-60db的衰減速度，又具有llcl型濾波器對開關頻率次諧波的陷波作用；在相同濾波器參數下，llccrl型濾波器可以實現比現有3中濾波器更好的高頻諧波衰減效果；級聯h橋型逆變器的輸出端與llccrl濾波器的輸入端相連，llccrl濾波器的輸出端與電網主電路相連；llccrl濾波器與級聯h橋型逆變器的輸出端相連，無需隔離變壓器直接串聯在電網主電路之中，省去昂貴的變壓器。
如圖4，雙向dc-dc變換器由兩個半橋組成，半橋的一側與電容c1相連，半橋的另一側與電容c2相連，電容c2的輸出端與級聯h橋型逆變器逆變單元的直流側連接；雙向dc-dc變換器將直流側儲能單元的電壓經過dc-dc變換，變為符合動態電壓恢復器需要的電壓，提供給級聯h橋型逆變器的直流側；當s1d管導通時，工作于升壓模式，當s1u管導通時，工作于降壓模式。
本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器的單極性調制圖，見圖5，n級聯h橋型逆變器輸出最大電平的控制方法，具體按照以下步驟進行：
1.1各級聯h橋型逆變器的逆變單元均采用單極性載波水平移相正弦脈寬調制方法，采用單極性載波水平移相正弦脈寬調制時，級聯h橋型動態電壓恢復器能夠輸出2n+1個電平，n為級聯h橋型逆變器的級聯數，則最高電壓為n×udc，其中udc為直流側電壓；三角載波的峰值為1，調制波為f(t)＝msin(ωst)，采用規則采樣法，tri1與tri2相位相差π，tr(i+1)1超前tri1相位π/n，θ1′為tr11與f(t)交點，θi為tri2與f(t)交點，根據spwm調制原理輸出高電平的相位差σ，σ＝σ1-σ1′；
1.2，根據三角形相似原理，δabc與δaod相似，得到調制比m與輸出高電平相位差σ和三角載波周期tcs的關系，
1.3，三角載波周期按照單極性載波移相調制原則有θi-θi+1＝π/n，其中i＝1,2,...,n-1，依次相加得：
1.4，結合步驟1.3和步驟1.2，要使n級聯h橋型逆變器輸出電壓達到2n+1個電平，則必須滿足θn∈(σ1',σ1)，得到調制比m滿足的關系為
動態電壓恢復器的補償策略，其具體控制方法如下：
1.1檢測的a相電源電壓usa，根據a相的電源電壓usa提取基波電壓usa*，生成與電源電壓usa同頻率、同相位想要穩定的標準正弦電壓usaref；
1.2基波電壓usa*與標準正弦電壓usaref相減的差值再與動態電壓恢復器的實際輸出的補償電壓udvr相減，所得的差值經過pi控制器處理，pi控制器是在控制系統中實現；
1.3將調制波與載波相比較后所得到的pwm控制信號經過驅動后控制a相級聯h橋型動態電壓恢復器的開關管導通與關斷，作為輸出最大電平的級聯h橋型動態電壓恢復器的開關管的控制信號。
本發明高效級聯h橋型動態電壓恢復器的控制方法，如圖6所示，具體按照以下步驟進行：
由于b相、c相橋臂控制過程與a相橋臂控制過程相同，以下以a相橋臂控制為例；
步驟1，檢測a相的電源電壓usa和直流側電壓udc；
步驟2，電網電壓需要穩定的電壓值即標準正弦電壓usaref，電網電壓需要穩定的電壓值與實際檢測到的電壓值usa的差值，得到所需補償電壓uc，補償電壓uc與直流側電壓udc需滿足usa*＝λuc＝nmudc，其中m代表調制比，λ為常數，n為級聯h橋型逆變器的級聯數；
步驟3，m滿足
步驟4，如果常數λ滿足
當計算出的常數λ大于步驟3中所述的范圍時，減小直流側電壓udc使得常數λ滿足步驟3中所述的范圍，此時dc-dc變換器工作于buck升壓狀態，即s1u管開關動作，s1d管驅動信號可靠封鎖；當計算出的常數λ小于步驟3中所述的范圍時，增大直流側電壓udc使得常數λ滿足步驟3中所述的范圍，此時dc-dc變換器工作于boost降壓狀態，即s1d管開關動作，s1u管驅動信號可靠封鎖。
步驟5，根據步驟1檢測的a相的電源電壓usa與標準正弦電壓usaref相減的差值再與動態電壓恢復器的實際輸出的補償電壓udvr相減，所得的差值經過pi控制器處理，作為動態電壓恢復器的開關管的控制信號；將調制波與載波相比較后所得到的pwm控制信號經過驅動后控制a相級聯h橋型動態電壓恢復器的開關管導通與關斷，作為高效級聯h橋型動態電壓恢復器的開關管的控制信號，即完成a相橋臂的控制；
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并非用于限定本發明的保護范圍。凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均包含在本發明的保護范圍內。
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