一種反激式開關電源電路的制作方法

本發明涉及開關電源領域，特別涉及使用諧振去磁的反激式開關電源電路。

背景技術：

開關電源應用很廣，對于輸入功率在75w以下，對功率因數(pf，powerfactor，也稱功率因素)不作要求的場合，反激式(fly-back)開關電源具有迷人的優勢：電路拓撲簡單，輸入電壓范圍寬。由于元件少，可靠性相對就高，所以應用很廣。為了方便，很多文獻也稱為反激開關電源、反激電源、反激變換器，日本和中國臺灣地區又稱返馳式變換器、返馳式開關電源、返馳電源。用于ac/dc變換器的常見拓撲如圖1-1，該圖原型來自張興柱博士所著的書號為isbn978-7-5083-9015-4的《開關電源功率變換器拓撲與設計》第60頁。由整流橋101、濾波電路200、以及基本反激拓撲單元電路300組成，300也稱為主功率級，實用的電路在整流橋前還加有壓敏電阻、ntc熱敏電阻、emi(electromagneticinterference)等保護電路，以確保反激電源的電磁兼容性達到使用要求。一般情況下，反激式開關電源要求原副邊繞組之間的漏感越小越好，這樣變換效率高，而且原邊主功率開關管v承受的耐壓也降低，對于使用rcd網絡作為去磁的反激變換器，rcd網絡的損耗也降低。注：rcd吸收是指電阻、電容、二極管組成的吸收電路，我國的文獻同國際上一樣，一般用字母r給電阻編號并代表電阻，用字母c給電容編號并代表電容，用字母d給二極管編號并代表二極管，電阻和電容并聯，再與二極管串聯后形成rcd網絡。

整流橋101一般由四個二極管組成，當不存在整流橋101時，200、300可以構成dc/dc開關電源或變換器，因為是直流供電，不存在功率因數的要求，功率可以做到75w以上。事實上，低壓dc/dc開關電源中采用反激拓撲的并非主流，這是因為在低壓時，反激電源的輸入電流不連續，紋波較大，對前級的供電設備的要求較高；輸出電流也不連續，紋波很大，對后面的濾波電容的容量要求高；特別是當輸入電壓較低時，由于激磁電流變大，原邊繞組得采用多股線并繞；通常采用兩個并聯的原邊繞組應用于低壓dc/dc，低壓dc/dc開關電源一般指輸入電壓在48v以下，部分用途的低壓dc/dc開關電源可工作到直流160v，如鐵路電源。

原邊繞組的電感量也較低，經常出現計算出來的匝數不能平鋪繞滿骨架的線槽的左邊到右邊，當工作電壓較高時可以采用三明治串聯繞法的方案，在低工作電壓下而被迫采用三明治并聯繞法的方案，由于兩個原邊繞組不在同一層，這兩個原邊繞組之間就有漏感，這個漏感會產生損耗，從而讓開關電源的效率變低，兩個并聯的原邊繞組之間的漏感引發的損耗問題：這在激磁和去磁時都會存在；若使用第三繞組去磁的話，第三繞組是和兩個并聯的原邊繞組中的誰并繞？只能采用兩個第三繞組，分別與兩個并聯的原邊繞組并繞，然后再并聯成“第三繞組”，工藝復雜，由兩個繞組并聯的第三繞組也存在會感應出不相等的電壓，從而引起損耗和較大的電磁干擾。

其實，對于常見的第三繞組去磁，優點為無損去磁，效率較高，但是第三繞組的線徑選擇也是一個問題：選得比較細，與原邊繞組的并繞比較麻煩，容易把細線拉斷；若選得和原邊繞組相同線徑，成本高。第三繞組去磁反激變換器，又作“三繞組吸收反激變換器”。

在中國申請號分別為：201710142832.0、201710142797.2的二份名稱均為《一種反激式開關電源》中，分別示出了圖1-2、圖1-3的技術方案，解決了上述問題，即：原邊繞組可以不采用兩個分開的并聯，即可以允許原、副邊繞組之間的漏感較大，不使用第三繞組去磁，同時變換效率不降低，激磁和去磁時的損耗降低。但這兩個方案中，圖1-2這種去磁方式，對漏感要求很嚴格，否則，激磁的能量可能都由d1直接返回直流電源udc，而不出現在副邊繞組ns中，造成副邊d2中沒有電流，從而使得輸出電壓低或無輸出；且要求d2導通時產生的反射電壓不能大于直流電源udc，再如占空比無法大于0.5，導致功率密度不能進一步提高。對于圖1-3，去磁電路本身是較為經典的拓撲，占空比可大于0.5，漏感的能量并沒有被回收利用。

為了方便，發明人對中國申請號分別為201710142832.0、201710142797.2的反激式開關電源所使用的拓撲進行了定義，包括正激拓撲，不包括去磁方式的基本拓撲都定義為：lcl變換器，源于其兩個原邊激磁電感和一個與它們串聯的電容。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明要解決現有的低壓反激式開關電源存在的上述不足，提供一種使用諧振去磁的反激式開關電源電路，占空比可大于0.5，同時實現去磁電路的能量回收，進一步地，實現主功率開關管的零電壓開通，進一步地降低損耗，提高變換效率。

本發明的目的是這樣實現的，一種反激式開關電源電路，包括一變壓器，一n溝道場效應管，第一電容、第二電容，第一二極管，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第一二極管陽極連接，第一二極管陰極與第二電容一端連接，并形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，并形成輸出負；輸入直流電源的正端與第一原邊繞組同名端相連，第一原邊繞組異名端與n溝道場效應管的漏極相連；n溝道場效應管的源極連接第二原邊繞組同名端，連接點同時連接輸入直流電源的負端；n溝道場效應管的柵極連接驅動控制信號；第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線并繞，第一電容的一端與第一原邊繞組異名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組異名端相連，其特征在于：還包括第三電容，第三電容的一端連接輸入直流電源的正端，第三電容的另一端連接第二原邊繞組異名端相連。

本發明還提供上述方案一的等同方案，方案二：本發明目的還可以這樣實現的，一種反激式開關電源電路，包括一變壓器，一n溝道場效應管，第一電容、第二電容，第一二極管，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第一二極管陽極連接，第一二極管陰極與第二電容一端連接，并形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，并形成輸出負；輸入直流電源的正端同時與第一n溝道場效應管的漏極、第二原邊繞組異名端相連，第一n溝道場效應管的源極與第一原邊繞組同名端相連；第一原邊繞組異名端連接輸入直流電源的負端；第一n溝道場效應管的柵極連接驅動控制信號；第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線并繞，第一電容的一端與第一原邊繞組同名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組同名端相連，其特征在于：還包括第三電容，第三電容的一端連接輸入直流電源的負端，第三電容的另一端連接第二原邊繞組同名端相連。

作為上述二種方案的改進，其特征在于：通過反向激磁實現n溝道場效應管的零電壓開通。

作為上述二種方案的改進，其特征在于：第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同。

優選地，pcb布線時第一原邊繞組和第二原邊繞組的激磁電流的物理路徑的方向相反。

工作原理將結合實施例，進行詳細地闡述。本發明的有益效果為：實現主功率開關管的零電壓開通，占空比可以大于0.5，同時實現去磁電路的能量回收，進一步地降低損耗，提高變換效率。

附圖說明

圖1-1為現有的反激式開關電源用于交流變直流的原理圖；

圖1-2為中國申請號201710142832.0的公開的技術方案原理圖；

圖1-3為中國申請號201710142797.2的公開的技術方案原理圖；

圖2為本發明第一實施例反激式開關電源電路的電路原理圖；

圖2-1為本發明第一實施例中q1飽和導通時，產生兩路激磁電流41、42的示意圖；

圖2-2為本發明第一實施例中q1截止，產生續流電流43、去磁電流44的示意圖；

圖3為本發明第二實施例反激式開關電源電路的電路原理圖。

具體實施方式

第一實施例

圖2示出了本發明第一實施例的諧振去磁反激式開關電源電路的原理圖，包括一變壓器b，第一n溝道場效應管q1，第一電容c1、第二電容c2，第一二極管d2，變壓器b包括第一原邊繞組np1、第二原邊繞組np2和副邊繞組ns，副邊繞組ns異名端與第一二極管d2陽極連接，第一二極管d2陰極與第二電容c2一端連接，并形成輸出正，為圖中vout的+端，副邊繞組ns同名端與第二電容c2另一端連接，并形成輸出負，為圖中vout的-端；輸入直流電源udc(下文也稱作直流電源udc、電源udc，或udc)的正端+與第一原邊繞組np1同名端相連，第一原邊繞組np1異名端與n溝道場效應管q1的漏極d相連；n溝道場效應管q1的源極s連接第二原邊繞組np2同名端，連接點同時連接輸入直流電源udc的負端-；n溝道場效應管q1的柵極g連接驅動控制信號；第一電容c1的一端與第一原邊繞組np1異名端相連，第一電容c1的另一端與第二原邊繞組np2異名端相連，還包括第三電容c3，第三電容c3的一端連接輸入直流電源udc的正端+，第三電容c3的另一端連接第二原邊繞組np2異名端。

同名端：圖中繞組中以黑點標記的一端；

異名端：圖中繞組中沒有黑點標記的一端；

驅動控制信號：包括pwm脈沖寬度調制信號、pfm脈沖頻率調制等各種方波；

變壓器b：第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2在圖中，其磁芯用虛線相連，表示其為繞在一只變壓器上，共用同一只磁芯，并非獨立的變壓器，只是為了圖形清晰、連接關系簡單，才使用了圖中的畫法。

在圖2中，n溝道場效應管q1的源極連接第二原邊繞組np2同名端，連接點同時連接輸入直流電源udc的負端-，即場效應管q1的源極連接輸入直流電源udc的負端-，這在實際應用中并不直接存在，這是因為在開關電源領域中，基本拓撲的工作原理分析都會略去不必要的因素。在實際應用中，場效應管的源極都會接入電流檢測電阻或電流互感器來檢測平均電流或峰值電流來實現各種控制策略，這種通過電流檢測電阻或電流互感器與源極相連，等同與源極相連，這是本技術領域的公知技術，本申請遵循業界默認的規則。若使用電流互感器，電流互感器可以出現在激磁回路的任何一個地方，如場效應管的漏極，如第一原邊繞組的同名端或異名端，而且電流互感器除了傳統的原邊為一匝的“導線”、副邊為多匝線圈的磁芯式互感器，還可以是霍爾傳感器。

工作原理：參見圖2，當電容c3用一只二極管替代時，就是圖1-2的現有技術電路，但是本發明加了電容c3后，電路的工作原理與現有技術比，完全不同；

圖2電路在上電時，q1因沒有收到驅動控制信號不工作，相當于開路，那么電源udc通過第一原邊繞組np1向c1充電，該電流同時通過第二原邊繞組np2回到電源udc的負端，第一原邊繞組np1的充電電流為：從同名端流向異名端；第二原邊繞組np2的充電電流為：從異名端流向同名端；np1和np2為雙線并繞，這兩個電流大小相等，產生的磁通相反，完全抵消，即在上電時，電源udc通過變壓器b兩個繞組向c1充電，這兩個繞組的磁通因為互感作用而抵消，不起作用，c1相當于通過np1和np2的直流內阻與電源udc并聯，c1仍起到電源濾波、退耦的作用；隨著時間的推移，c1的端電壓等于udc的電壓，左正而右負。同時，電容c3的端電壓為上正下負，等于udc的電壓。

當q1正常收到控制信號時，以一個周期為例，q1的柵極為高電平時，q1飽和導通，其內阻等于通態內阻rds(on)，為了分析方便，把這種情況看作是直通，是一條導線，如圖2-1所示，c3在q1開通的過程中，是會給q1的導通帶來損耗的，由于c1容量較大，c3等效于和q1是并聯的，其端電壓變化是q1導通來實現的，產生損耗，這里分析的是正常工作的周期，c3在q1飽和導通期間，其端電壓為上正下負，為兩倍udc的電壓；這時np1產生的激磁電流如圖2-1中的41所示；若電路為較為理想的模型電路，激磁電流42應該并不存在，這是由于np2的感應電壓和c1的端電壓相等，但由于實際電路并非理想模型，激磁電流42真實存在。

在激磁過程中，激磁電壓為udc，繞組np2的感應電壓為udc，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓；副邊繞組ns按匝比同樣產生感應電壓，這個感應電壓是：同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等于udc乘以匝比n，即ns感應出下正上負的電壓，這個電壓與c2的端電壓串聯，加在d2的兩端，d2反偏而不導通，這時副邊相當于空載，無輸出；

在激磁過程中，41電流呈線性向上增加；電流方向在原邊電感中是從同名端流向異名端；

q1的柵極由高電平變為低電平，q1也由飽和導通變為截止，由于電感中的電流不能突變，盡管這時q1已截止，但是41和42電流仍要從同名端流向異名端，由于原邊的電流回路已被切斷，磁芯里的能量在副邊從同名端流向異名端，參見圖2-2，原邊繞組np2和副邊繞組ns出現從同名端流向異名端的電流，如圖2-2中44和43所示，電流44使c3放電，直到其電壓達到udc-n*vout。電流43促使d2正向導通，并通過正向導通的d2，向電容c2充電，vout建立電壓或持續輸出能量。此時，輸出電壓vout對繞組np2電壓鉗位，使得c3電壓不變，電流44變為0，變壓器通過vout進行去磁。這個過程是去磁的過程。

當電流43下降到0后，進入反向激磁的過程。此過程d2關斷。繞組np2承受了同名端為負，異名端為正的電壓，開始反向激磁，激磁電流為c3充電。在此過程中np2電壓逐漸下降，并且反向，變為同名端為正，異名端為負，q1的電壓逐步下降。當c3的電壓變為兩倍udc的電壓時，q1的電壓為0。由于q1體二極管的鉗位作用，c3的電壓變為兩倍udc的電壓時就不再變化，q1的電壓為0。在勵磁電流反向前，若q1的驅動電壓為高電平，則實現zvs。

反激式開關電源的輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名，變壓器b并不是變換電壓的作用，而是隔著磁芯續流的作用，是buck-boost變換器的隔離版本；所以變壓器b通常又稱為反激式變壓器；

由于原邊繞組與副邊繞組，在一般情況下不可能是雙線并繞，一定存在漏感。原邊繞組激磁電感上儲存的能量，在q1關斷后通過變壓器b被傳輸到副邊繞組ns、輸出端，但是漏感上的能量沒有傳遞，造成q1管兩端過壓并損壞q1管。本發明對漏感進行去磁的電路由c3組成，工作原理為：

第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2為雙線并繞，這兩個繞組之間的漏感為零，在q1關斷瞬間及以后，漏感上的能量沒有傳遞到副邊，第二原邊繞組np2中漏感的電能量，其電流方向同激磁時的方向，從同名端流向異名端，即在圖2-2中，由下向上流動，這個電能量對c3放電，形成44所示的漏感去磁電流；

顯而易見，輸出電壓vout除以匝比n，這就是在副邊繞組ns在d2導通時在原邊形成的“反射電壓”，由于存在c3隔直，反射電壓大于直流電源udc的值，電路也是可以正常工作的。當d2續流時，c2相當于電壓源，該電壓源向副邊繞組ns“激磁”，原邊形成的“反射電壓”，這時，原邊繞組相當于一個電壓等于反射電壓的電壓源和漏感串聯，等到d2中的電流下降為零，d2關斷，原邊繞組才恢復為激磁電感和漏感串聯。

那么，在d2開通續流期間，就會出現多種工作模式，即c3吸收了漏感的能量后，電路的工作模式有很多種，這里陳述一下工作原理：

在d2導通期間，原邊繞組np2和np1呈電壓源和漏感串聯的狀態，這時，漏感和c3出現諧振，在設計時，計算好c3的值，諧振的過程中，c3的端電壓在特定的時間會接近或等于兩倍的udc電壓時，且為上正下負時,由于c1的端電壓一直為左正右負，且等于udc，此刻，c1的左端子電壓為零伏，即q1的端電壓也為零伏，若q1在這個時刻飽和導通，那么，就實現了q1的零電壓開通(zerovoltageswitch縮寫為zvs，這里只實現零電壓開通，為準zvs)，又稱軟開關技術，實現原邊漏感能量的回收利用，q1的輸出電容coss上的能量，也因為諧振而被轉移，實現原邊漏感能量的回收利用。

由于漏感較小，為了實現較長的諧振時間，c3的容量是比較大的。正因為c3較大，且端電壓可以升高，端電壓和直流電源udc的電壓為串聯關系，利用伏秒平衡定律,占空比可以大于0.5，都可以正常工作。

這種方式，顯然是電流連續模式，q1再導通的時間極難把握，若等d2關斷后，c3和原邊電感諧振，c3的端電壓在特定的時間會接近或等于兩倍的udc電壓時，且為上正下負時,由于c1的端電壓一直為左正右負，且等于udc，此刻，c1的左端子電壓為零伏，即q1的端電壓也為零伏，若q1在這個時刻飽和導通，那么，就實現了q1的零電壓開通，而這種方式一定是電流斷續模式，q1再導通的時間極容易被檢測而實現。

由于41和42的電流相同，第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同，這樣繞制方便，這里所述的線徑相同，還包括它們本身都是相同規格利茲線，顏色可以不同，即多股線絞合，為了方便識別，包括利茲線的同規格線材其顏色可以不同。隨著工作頻率的提升，高頻電流更趨于在漆包線的表面流動，這種情況下，利茲線可以解決這一問題。當然，使用兩種不同顏色的漆包線先做成利茲線，直接繞制，再按顏色分出第一原邊繞組和第二原邊繞組，或這兩個繞組的線徑和股數都不相同，都同樣實現發明目的。

本發明反激式開關電源電路，在lcl反激變換器基礎上，保持變壓器b中的np1同名端接電源，第二原邊繞組np2同名端接地，np1和np2為雙線并繞，電容c1的一端與np1異名端相連，另一端與np2異名端相連，np2同名端通過電容c3接電源，這樣實現了：當q1飽和導通時，np1和np2都激磁，當q1關斷時，副邊ns輸出能量，原邊呈電壓源與漏感串聯，c3與漏感諧振，讓q1實現零電壓開通；或者在d2關斷后通過反向激磁實現q1的零電壓開通；實現占空比可以大于0.5、去磁電路的能量回收，特別是在輕載時，變換效率得到提高。

可見，與現有的lcl變換器相比，本發明有很多不同，主要為：占空比可以大于0.5，實現主功率開關管的零電壓開通，同時實現去磁電路的能量回收，進一步地降低損耗，提高變換效率。

第二實施例

本發明還提供上述第一實施例的等同方案，對應方案二，參見圖3，一種諧振去磁反激式開關電源電路，包括一變壓器b，第一n溝道場效應管q1，第一電容c1、第二電容c2，第一二極管d2，變壓器b包括第一原邊繞組np1、第二原邊繞組np2和副邊繞組ns，副邊繞組ns異名端與第一二極管d2陽極連接，第一二極管d2陰極與第二電容c2一端連接，并形成輸出正，為圖中vout的+端，副邊繞組ns同名端與第二電容c2另一端連接，并形成輸出負，為圖中vout的-端；輸入直流電源udc的正端+同時與n溝道場效應管q1的漏極、第二原邊繞組np2異名端相連，n溝道場效應管q1的源極與第一原邊繞組np1同名端相連；第一原邊繞組np1異名端連接輸入直流電源udc的負端；n溝道場效應管q1的柵極連接驅動控制信號；第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2為雙線并繞；第一電容c1的一端與第一原邊繞組np1同名端相連，第一電容c1的另一端與第二原邊繞組np2同名端相連，還包括第三電容c3，第三電容c3的一端連接輸入直流電源udc的負端-，第三電容c3的另一端連接第二原邊繞組np2同名端相連。

事實上，第二實施例是第一實施例的變形：在第一實施例的圖2基礎上，把激磁回路的串聯器件互換一下，即np1和q1互換位置，同時把c3和np2互換位置，c1仍接在兩個串聯器件的連接點中間，就得到了第二實施例圖3的電路，由于q1的源極電壓是變動的，所以，這個電路是浮地驅動，成本較高。

其工作原理簡述：

參見圖3，電路在上電時，電源udc通過變壓器b兩個繞組向c1充電，這兩個繞組的磁通因為互感作用而抵消，不起作用，c1相當于通過np2和np1的直流內阻與電源udc并聯，c1仍起到電源濾波、退耦的作用；

隨著時間的推移，c1的端電壓等于udc的電壓，右正而左負；c3是上正下負；

當q1飽和導通，其內阻等于通態內阻rds(on)，同前文看作是一條導線，這時產生一路激磁電流；

第一路為：電源udc正端通過q1的漏極進，q1的源極出，再通過第一原邊繞組np1的同名端進，np1的異名端出，回到電源udc負端；注：在電路為理想器件時，不存在第二路激磁電流。

第二路為：電容c1右正端通過第二原邊繞組np2的同名端進，np2的異名端出，q1的漏極進，q1的源極出，回到電容c1左負端；

可見，第一路和第二路激磁電流是并聯關系，由于np1和np2感量相同，激磁電壓相同，都等于udc，這兩路完全相等，在激磁過程中，繞組np2的感應電壓為udc，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓；副邊繞組ns按匝比同樣產生感應電壓，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等于udc乘以匝比n，即ns感應出下正上負的電壓，這個電壓與c2的端電壓串聯，加在d2的兩端，d2反偏而不導通，這時副邊相當于空載，無輸出；

在激磁過程中，激磁電流呈線性向上增加；電流方向在電感中是從同名端流向異名端；

q1截止時，電感中的電流不能突變，磁芯里的能量在副邊從同名端流向異名端，副邊繞組ns出現從同名端流向異名端的電流，該電流通過正向導通的d2，向電容c2充電，vout建立電壓或持續輸出能量。這個過程也是去磁的過程。

d2關斷后進入反向激磁的過程。此過程中，繞組np2承受了同名端為負，異名端為正的電壓，開始反向激磁，激磁電流為c3充電，q1兩端的電壓逐步下降到0，為zvs提供條件。

第二實施例中，對漏感進行去磁的電路由c3和第二原邊繞組np2組成，工作原理同第一實施例。

第二實施例為第一實施例的變形，工作原理等效，同樣實現發明目的。作為用n溝道場效應管的技術方案，還可以用p溝道場效應管來實現，p溝道場效應管在低工作電壓下，成本也是比較低的，這時，在上述第一實施例的基礎上，電源、二極管、同名端的極性要反過來，輸出整流部分不用反過來，那么得到第三、第四實施例，由于是本技術領域的常見變換，應該視為權利要求的保護范圍。

以上僅是本發明的優選實施方式，應當指出的是，上述優選實施方式不應視為對本發明的限制。對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明的精神和范圍內，還可以做出若干改進和潤飾，如加入控制環路實現輸出的穩壓，這是通過現有技術顯而易見得到的，如采用其它符號的開關管q1等，副邊輸出加入多路輸出，濾波使用π型濾波；這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍，這里不再用實施例贅述，本發明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。