一種反激式開關電源的制作方法

本發明涉及開關電源領域，特別涉及反激式開關電源。

背景技術：

目前，開關電源應用很廣，對于輸入功率在75w以下，對功率因數(pf，powerfactor，也稱功率因素)不作要求的場合，反激式(fly-back)開關電源具有迷人的優勢：電路拓撲簡單，輸入電壓范圍寬。由于元件少，電路的可靠性相對就高，所以應用很廣。為了方便，很多文獻也稱為反激開關電源、反激電源、反激變換器，日本和中國臺灣地區又稱返馳式變換器、返馳式開關電源、返馳電源。用于ac/dc變換器的常見拓撲如圖1所示，該圖原型來自張興柱博士所著的書號為isbn978-7-5083-9015-4的《開關電源功率變換器拓撲與設計》第60頁。由整流橋101、濾波電路200、以及基本反激拓撲單元電路300組成，300也簡稱為主功率級，實用的電路在整流橋前還加有壓敏電阻、ntc熱敏電阻、emi(electromagneticinterference)等保護電路，以確保反激電源的電磁兼容性達到使用要求。一般情況下，反激式開關電源要求原副邊繞組之間的漏感越小越好，這樣變換效率高，而且原邊主功率開關管v承受的耐壓也降低，對于使用rcd網絡作為去磁、吸收的反激變換器，rcd網絡的損耗也降低。注：rcd吸收是指電阻、電容、二極管組成的吸收電路，我國的文獻同國際上一樣，一般用字母r給電阻編號并代表電阻，用字母c給電容編號并代表電容，用字母d給二極管編號并代表二極管，電阻和電容并聯，再與二極管串聯后形成rcd網絡。

整流橋101一般由四個二極管組成，當不存在整流橋101時，200、300可以構成dc/dc開關電源或變換器，因為是直流供電，不存在功率因數的要求，功率可以做到75w以上。事實上，低壓dc/dc開關電源中采用反激拓撲的并非主流，這是因為在低壓時，反激電源的輸入電流不連續，紋波較大，對前級的供電設備的要求較高；輸出電流也不連續，紋波很大，對后面的濾波電容的容量要求高；特別是當輸入電壓較低時，由于激磁電流變大，原邊繞組得采用多股線并繞；通常采用兩個并聯的原邊繞組應用于低壓dc/dc，低壓dc/dc開關電源一般指輸入電壓在48v以下，部分用途的低壓dc/dc開關電源可工作到直流160v，如鐵路電源。

原邊繞組的電感量也較低，經常出現計算出來的匝數不能平鋪繞滿骨架的線槽的左邊到右邊，特別是工作電壓較高時可以采用三明治串聯繞法的方案，在低工作電壓下而被迫采用三明治并聯繞法的方案，由于兩個原邊繞組不在同一層，這兩個原邊繞組之間就有漏感，這個漏感會產生損耗，從而讓開關電源的效率變低，兩個并聯的原邊繞組之間的漏感引發的損耗問題：這在激磁和去磁時都會存在；若使用第三繞組去磁的話，不好選擇第三繞組是和兩個并聯的原邊繞組中的誰并繞，只能采用兩個第三繞組，分別與兩個并聯的原邊繞組并繞，然后再并聯成“第三繞組”，工藝復雜，由兩個繞組并聯的第三繞組也存在會感應出不相等的電壓，從而引起損耗和較大的電磁干擾。

其實，對于常見的第三繞組去磁，優點為無損去磁，效率較高，但是第三繞組的線徑選擇也是一個問題：選得比較細，與原邊繞組的并繞比較麻煩，容易把細線拉斷；若選得和原邊繞組相同線徑，成本高。第三繞組去磁反激變換器，又作“三繞組吸收反激變換器”。

在中國申請號分別為：201710142832.0、201710142797.2的二份名稱均為《一種反激式開關電源》中，分別示出了圖2、圖3的技術方案，解決了上述問題，即：原邊繞組可以不采用兩個分開的并聯，即可以允許原、副邊繞組之間的漏感較大，不使用第三繞組去磁，同時變換效率不降低，激磁和去磁時的損耗降低。但這兩個方案中，圖2這種去磁方式，對漏感要求很嚴格，否則，激磁的能量可能都由d1直接返回直流電源udc，而不出現在副邊繞組ns中，造成副邊d2中沒有電流，從而使得輸出電壓低或無輸出；且要求d2導通時產生的反射電壓不能大于直流電源udc，再如占空比無法大于0.5，導致功率密度不能進一步提高。對于圖3，去磁電路本身是較為經典的拓撲，占空比可大于0.5，但漏感的能量并沒有被回收利用。

為了方便，發明人對中國申請號分別為201710142832.0、201710142797.2的反激式開關電源所使用的拓撲進行了定義，并將包括使用該發明構思的正激拓撲，不包括去磁方式的基本拓撲都定義為：lcl變換器，源于其包含了兩個原邊激磁電感和一個與它們串聯的電容。如lcl反激變換器，也指lcl反激開關電源。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明要解決現有的低壓lcl反激式開關電源存在的上述不足，提供一種反激式開關電源，對原、副邊繞組之間的漏感要求寬松，同時實現去磁電路的能量回收，進一步地，實現主功率開關管的零電壓開關，進一步地降低損耗，提高變換效率。

本發明的目的是這樣實現的，一種反激式開關電源，包括一變壓器，第一n溝道場效應管，第一電容、第二電容，第一二極管，一鉗位網絡，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，鉗位網絡至少包括陽極和陰極，副邊繞組異名端與第一二極管陽極連接，第一二極管陰極與第二電容一端連接，并形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，并形成輸出負；輸入直流電源的正端同時與第一原邊繞組同名端、鉗位網絡的陰極相連，第一原邊繞組異名端與第一n溝道場效應管的漏極相連；鉗位網絡的陽極與第二原邊繞組異名端相連，第一n溝道場效應管的源極連接第二原邊繞組同名端，連接點同時連接輸入直流電源的負端；第一n溝道場效應管的柵極連接驅動控制信號；第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線并繞，第一電容的一端與第一原邊繞組異名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組異名端相連，其特征在于：鉗位網絡至少包括第三電容和第二n溝道場效應管，第三電容和第二n溝道場效應管串聯，串聯方式為以下兩種方式之一：

(1)第三電容的一端為鉗位網絡的陰極，第三電容的另一端連接第二n溝道場效應管的漏極，第二n溝道場效應管的源極為鉗位網絡的陽極，第二n溝道場效應管的柵極連接鉗位控制信號；

(2)第三電容的一端為鉗位網絡的陽極，第三電容的另一端連接第二n溝道場效應管的源極，第二n溝道場效應管的漏極為鉗位網絡的陰極，第二n溝道場效應管的柵極連接鉗位控制信號。

作為上述方案一的替換：可以將第一n溝道場效應管替換為p溝道場效應管，p溝道場效應管內部的體二極管與第一n溝道場效應管內部的體二極管極性一致。本發明還提供上述方案一的等同方案，方案二：本發明目的還可以這樣實現的，一種反激式開關電源，包括一變壓器，第一n溝道場效應管，第一電容、第二電容，第一二極管，一鉗位網絡，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，鉗位網絡至少包括陽極和陰極，副邊繞組異名端與第一二極管陽極連接，第一二極管陰極與第二電容一端連接，并形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，并形成輸出負；輸入直流電源的正端同時與第一n溝道場效應管的漏極、第二原邊繞組異名端相連，第一n溝道場效應管的源極與第一原邊繞組同名端相連；第二原邊繞組同名端與鉗位網絡的陰極相連，第一原邊繞組異名端與鉗位網絡的陽極相連，連接點同時連接輸入直流電源的負端；第一n溝道場效應管的柵極連接驅動控制信號；第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線并繞，第一電容的一端與第一原邊繞組同名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組同名端相連，其特征在于：鉗位網絡至少包括第三電容和第二n溝道場效應管，第三電容和第二n溝道場效應管串聯，串聯方式為以下兩種方式之一：

(1)第三電容的一端為鉗位網絡的陰極，第三電容的另一端連接第二n溝道場效應管的漏極，第二n溝道場效應管的源極為鉗位網絡的陽極，第二n溝道場效應管的柵極連接鉗位控制信號；

(2)第三電容的一端為鉗位網絡的陽極，第三電容的另一端連接第二n溝道場效應管的源極，第二n溝道場效應管的漏極為鉗位網絡的陰極，第二n溝道場效應管的柵極連接鉗位控制信號。

作為上述方案二的替換：可以將第一n溝道場效應管替換為p溝道場效應管，p溝道場效應管內部的體二極管與第一n溝道場效應管內部的體二極管極性一致。

作為上述二種方案的改進，其特征在于：第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同。

優選地，pcb布線時第一原邊繞組和第二原邊繞組的激磁電流的物理路徑的方向相反。

工作原理將結合實施例，進行詳細地闡述。本發明的有益效果為：允許原副邊繞組之間的漏感較大，漏感的能量被鉗位網絡回收利用，本領域的技術人員通過選擇合適的控制策略后能實現占空比可以大于0.5，功率密度較高，同時變換效率不降低，還可以實現開關管的零電壓開關，進一步提升變換效率。

附圖說明

圖1為現有的反激式開關電源用于交流變直流的原理圖；

圖2為中國申請號201710142832.0的公開的技術方案原理圖；

圖3為中國申請號201710142797.2的公開的技術方案原理圖；

圖4-1本發明第一實施例原理圖之一，鉗位網絡采用(1)方式；

圖4-2本發明第一實施例原理圖之二，鉗位網絡采用(2)方式；

圖4-3為第一實施例中q1飽和導通時，產生兩路激磁電流41、42的示意圖；

圖4-4為第一實施例中q1截止，產生續流電流43、去磁電流44的示意圖；

圖5-1本發明第二實施例原理圖之一，鉗位網絡采用(1)方式；

圖5-2本發明第二實施例原理圖之二，鉗位網絡采用(2)方式。

具體實施方式

第一實施例

圖4-1和圖4-2示出了本發明第一實施例的反激式開關電源的原理圖，包括一變壓器b，第一n溝道場效應管q1，第一電容c1、第二電容c2，第一二極管d2，鉗位網絡400，變壓器b包括第一原邊繞組np1、第二原邊繞組np2和副邊繞組ns，鉗位網絡400至少包括陽極和陰極，副邊繞組ns異名端與第一二極管d2陽極連接，第一二極管d2陰極與第二電容c2一端連接，并形成輸出正，為圖中vout的+端，副邊繞組ns同名端與第二電容c2另一端連接，并形成輸出負，為圖中vout的-端；輸入直流電源udc(下文也稱作直流電源udc、電源udc，或udc)的正端+同時與第一原邊繞組np1同名端、鉗位網絡400的陰極相連，第一原邊繞組np1異名端與n溝道場效應管q1的漏極d相連；鉗位網絡400的陽極與第二原邊繞組np2異名端相連，n溝道場效應管q1的源極s連接第二原邊繞組np2同名端，連接點同時連接輸入直流電源udc的負端-；n溝道場效應管q1的柵極g連接驅動控制信號；其特征在于：第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2為雙線并繞，還包括第一電容c1，第一電容c1的一端與第一原邊繞組np1異名端相連，第一電容c1的另一端與第二原邊繞組np2異名端相連，鉗位網絡400至少包括第三電容c3和第二n溝道場效應管q2，第三電容c3和第二n溝道場效應管q2串聯，串聯方式為以下兩種方式之一：

(1)第三電容c3的一端為鉗位網絡400的陰極，第三電容c3的另一端連接第二n溝道場效應管q2的漏極d，第二n溝道場效應管q2的源極s為鉗位網絡400的陽極，第二n溝道場效應管q2的柵極g連接鉗位控制信號，如圖4-1所示；

(2)第三電容c3的一端為鉗位網絡400的陽極，第三電容c3的另一端連接第二n溝道場效應管q2的源極s，第二n溝道場效應管q2的漏極d為鉗位網絡400的陰極，第二n溝道場效應管q2的柵極g連接鉗位控制信號，如圖4-2所示。

可以看到，鉗位網絡400的陽極、陰極，和其內部的第二n溝道場效應管q2的體二極管是對應的，在圖4-1中，q2的體二極管的陽極就是400的陽極，q2的體二極管的陰極通過c3后就是400的陰極，在圖4-2中，q2的體二極管的陰極就是400的陰極，q2的體二極管的陽極通過c3后就是400的陽極，當q2更換為p溝道場效應管時，要保證p溝道場效應管內部的體二極管與圖4-1或圖4-2中的體二極管方向一致，即可正常工作。

同名端：圖中繞組中以黑點標記的一端；

異名端：圖中繞組中沒有黑點標記的一端；

驅動控制信號：包括pwm脈沖寬度調制信號、pfm脈沖頻率調制等各種方波；

鉗位控制信號：包括pwm脈沖寬度調制信號、pfm脈沖頻率調制等各種方波，但與驅動控制信號不同時出現；

變壓器b：第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2在圖中，其磁心用虛線相連，表示其為繞在一只變壓器上，共用同一只磁心，并非獨立的變壓器，只是為了圖形清晰、連接關系簡單，才使用了圖中的畫法。

在圖4-1、圖4-2中，n溝道場效應管q1的源極連接第二原邊繞組np2同名端，連接點同時連接輸入直流電源udc的負端-，即場效應管q1的源極連接輸入直流電源udc的負端-，這在實際應用中并不直接存在，這是因為在開關電源領域中，基本拓撲的工作原理分析都會略去不必要的因素。在實際應用中，場效應管的源極都會接入電流檢測電阻或電流互感器來檢測平均電流或峰值電流來實現各種控制策略，這種通過電流檢測電阻或電流互感器與源極相連，等同與源極相連，這是本技術領域的公知技術，本申請遵循業界默認的規則。若使用電流互感器，電流互感器可以出現在激磁回路的任何一個地方，如場效應管的漏極，如第一原邊繞組的同名端或異名端，而且電流互感器除了傳統的原邊為一匝的“導線”、副邊為多匝線圈的磁心式互感器，還可以是霍爾傳感器。

工作原理：參見圖4-1、圖4-2中，當鉗位網絡400用一只和體二極管方向相同的二極管替代時，就是圖2的現有技術電路，但是本發明加了鉗位網絡400后，電路的工作原理與現有技術比，完全不同；

圖4-1、圖4-2電路在上電時，第二n溝道場效應管q2(為了分析方便，按教科書的標準，以下簡稱為效應管q2或q2，其它器件同)不工作，q1因沒有收到驅動控制信號也不工作，相當于開路，那么電源udc通過第一原邊繞組np1向c1充電，該電流同時通過第二原邊繞組np2回到電源udc的負端，第一原邊繞組np1的充電電流為：從同名端流向異名端；第二原邊繞組np2的充電電流為：從異名端流向同名端；np1和np2為雙線并繞，這兩個電流大小相等，產生的磁通相反，完全抵消，即在上電時，電源udc通過變壓器b兩個繞組向c1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，c1相當于通過np1和np2的直流內阻與電源udc并聯，c1仍起到電源濾波、退耦的作用；隨著時間的推移，c1的端電壓等于udc的電壓，左正而右負。

當q1正常收到控制信號時，以一個周期為例，q1的柵極為高電平時，q1飽和導通，其內阻等于通態內阻rds(on)，為了分析方便，把這種情況看作是直通，是一條導線，如圖4-3所示，q2處于截止狀態，不參與工作，圖中把400畫為開路狀態；這時產生兩路激磁電流，圖4-3中的41和42所示；

可見，41和42兩路激磁電流是并聯關系，由于np1和np2感量相同，激磁電壓相同，都等于udc，41和42完全相等，在激磁過程中，副邊繞組ns按匝比同樣產生感應電壓，這個感應電壓是：同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等于udc乘以匝比n，即ns感應出下正上負的電壓，這個電壓與c2的端電壓串聯，加在d2的兩端，d2反偏而不導通，這時副邊相當于空載，無輸出；

在激磁過程中，41和42電流呈線性向上增加；電流方向在電感中是從同名端流向異名端；

q1的柵極由高電平變為低電平，q1也由飽和導通變為截止，由于電感中的電流不能突變，盡管這時q1已截止，但是41和42電流仍要從同名端流向異名端，由于原邊的電流回路已被切斷，磁心里的能量在副邊從同名端流向異名端，參見圖4-4，副邊繞組ns出現從同名端流向異名端的電流，如圖4-4中43所示，該電流的初始大小＝(41和42在q1關斷瞬間之和)/匝比n，該電流促使d2正向導通，并通過正向導通的d2，向電容c2充電，vout建立電壓或持續輸出能量。這個過程也是去磁的過程。

反激式開關電源的輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名，變壓器b并不是變換電壓的作用，而是隔著磁心續流的作用，是buck-boost變換器的隔離版本；所以變壓器b通常又稱為反激式變壓器；

由于原邊繞組與副邊繞組，在一般情況下不可能是雙線并繞，一定存在漏感。原邊繞組激磁電感上儲存的能量，在q1關斷后通過變壓器b被傳輸到副邊繞組ns、輸出端，但是漏感上的能量沒有傳遞，造成q1管兩端過壓并損壞q1管。本發明對漏感進行去磁的電路由q2和c3組成的鉗位網絡400和第二原邊繞組np2組成，工作原理為：

第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2為雙線并繞，這兩個繞組之間的漏感為零，在q1關斷瞬間及以后，漏感上的能量沒有傳遞到副邊，第二原邊繞組np2中漏感的電能量，其電流方向同激磁時的方向，從同名端流向異名端，即在圖4-4中，由下向上流動，開通q2的體二極管，電流從q2的源極s流向漏極d，且這個電能量向c3充電，形成44所示的漏感去磁電流；

第一原邊繞組np1中漏感的電能量，通過無漏感地耦合到第二原邊繞組np2中，通過q2的體二極管實現去磁，同樣形成44所示的漏感去磁電流；

在圖4-4中，q2不起作用的部分畫成淺色，起作用的體二極管用深色表示。

顯而易見，輸出電壓vout除以匝比n，這就是在副邊繞組ns在d2導通時在原邊形成的“反射電壓”，由于存在c3隔直，反射電壓大于直流電源udc的值，電路也是可以正常工作的。當d2續流時，c2相當于電壓源，該電壓源向副邊繞組ns“激磁”，原邊形成“反射電壓”，這時，原邊繞組相當于一個電壓等于反射電壓的電壓源和漏感串聯，等到d2中的電流下降為零，d2關斷，原邊繞組才恢復為激磁電感和漏感串聯。

那么，在d2開通續流期間，就會出現多種工作模式，即c3吸收了漏感的能量后，電路的工作模式有很多種，工作原理有如下幾種：

(1)若q2不導通，體二極管對c3充電后，d2也截止后，這時q2導通，那么c3上的電壓和udc串聯，通過正激工作方式，向副邊輸出能量，由于匝比不理想，能量損失較大，實現原邊漏感能量的部分回收利用；

(2)若q2和體二極管同步導通或滯后導通，在d2導通期間，原邊呈電壓源和漏感串聯，這時，漏感和c3出現諧振，利用這個諧振實現主功率管q1的零電壓開關(zerovoltageswitch縮寫為zvs)，又稱軟開關技術，實現原邊漏感能量的回收利用，這種模式極為復雜，有幾十種工作模式。

(3)若q2不導通，體二極管對c3充電后，下一個周期接著充電，多個周期后的某一個周期，q2和體二極管同步導通或滯后導通，在d2導通期間，原邊呈電壓源和漏感串聯，這時，漏感和c3出現諧振，利用這個諧振實現主功率管q1的zvs模式，實現原邊漏感能量的回收利用，也極為復雜，有幾十種工作模式。

(4)若等d2關斷后，c3和原邊電感諧振，c3的端電壓在特定的時間會接近或等于兩倍的udc電壓時，且為上正下負時,由于c1的端電壓一直為左正右負，且等于udc，此刻，c1的左端子電壓為零伏，即q1的端電壓也為零伏，若q1在這個時刻飽和導通，那么，就實現了q1的零電壓開通，而這種方式一定是電流斷續模式，q1再導通的時間極容易被檢測而實現。

由于41和42的電流相同，第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同，這樣繞制方便，這里所述的線徑相同，還包括它們本身都是相同規格利茲線，顏色可以不同，即多股線絞合，為了方便識別，包括利茲線的同規格線材其顏色可以不同。隨著工作頻率的提升，高頻電流更趨于在漆包線的表面流動，這種情況下，利茲線可以解決這一問題。當然，使用兩種不同顏色的漆包線先做成利茲線，直接繞制，再按顏色分出第一原邊繞組和第二原邊繞組，或這兩個繞組的線徑和股數都不相同，都同樣實現發明目的。

為了保證電磁兼容性達到使用要求，布線時是有技巧的，觀察圖4-3和4-4中的電流41和42，41為順時針電流方向，42為逆時針方向，若在布電路板時，也保證這兩個電流一個是順時針，另一個是逆時針，即pcb布線時第一原邊繞組和第二原邊繞組的激磁電流的物理路徑的方向相反，那么激磁時產生的磁通，在遠一點的地方觀察，是可以抵消的，這樣，本發明的反激式開關電源的emi性能將非常好。

可見，與現有的lcl變換器相比，本發明有很多不同，主要為：允許原副邊繞組之間的漏感較大，漏感的能量被鉗位網絡回收利用，這樣實現了高效率。同樣也提高了原邊繞組的電流密度，提高了變換器的功率密度，且適用于較低工作電壓的場合。

第二實施例

本發明還提供上述第一實施例的等同方案，對應方案二，參見圖5-1、圖5-2，一種反激式開關電源，包括一變壓器b，第一n溝道場效應管q1，第一電容c1、第二電容c2，第一二極管d2，鉗位網絡400，變壓器b包括第一原邊繞組np1、第二原邊繞組np2和副邊繞組ns，鉗位網絡400至少包括陽極和陰極，副邊繞組ns異名端與第一二極管d2陽極連接，第一二極管d2陰極與第二電容c2一端連接，并形成輸出正，為圖中vout的+端，副邊繞組ns同名端與第二電容c2另一端連接，并形成輸出負，為圖中vout的-端；輸入直流電源udc的正端+同時與n溝道場效應管q1的漏極、第二原邊繞組np2異名端相連，n溝道場效應管q1的源極與第一原邊繞組np1同名端相連；第二原邊繞組np2同名端與鉗位網絡400的陰極相連，第一原邊繞組np1異名端與鉗位網絡400的陽極相連，連接點同時連接輸入直流電源udc的負端；n溝道場效應管q1的柵極連接控制信號；第一原邊繞組np1和第二原邊繞組np2為雙線并繞，還包括第一電容c1，第一電容c1的一端與第一原邊繞組np1同名端相連，第一電容c1的另一端與第二原邊繞組np2同名端相連，鉗位網絡400至少包括第三電容c3和第二n溝道場效應管q2，第三電容c3和第二n溝道場效應管q2串聯，串聯方式為以下兩種方式之一：

(1)第三電容c3的一端為鉗位網絡400的陰極，第三電容c3的另一端連接第二n溝道場效應管q2的漏極d，第二n溝道場效應管q2的源極s為鉗位網絡400的陽極，第二n溝道場效應管q2的柵極g連接鉗位控制信號，如圖5-1所示；

(2)第三電容c3的一端為鉗位網絡400的陽極，第三電容c3的另一端連接第二n溝道場效應管q2的源極s，第二n溝道場效應管q2的漏極d為鉗位網絡400的陰極，第二n溝道場效應管q2的柵極g連接鉗位控制信號，如圖5-2所示。

事實上，第二實施例是第一實施例的變形：在第一實施例的圖4-1基礎上，把兩個激磁回路的串聯器件都互換一下，即np1和q1互換位置，同時把鉗位網絡400和np2互換位置，c1仍接在兩個串聯器件的連接點中間，就得到了第二實施例圖5-1的電路，由于q1的源極電壓是變動的，所以，這個電路是浮地驅動，但卻獲得了鉗位用的第二n溝道場效應管q2的直接驅動，在圖5-1的基礎上，把鉗位網絡400中的c3和q2互換位置，即可得到圖5-2的電路。

其工作原理簡述：

參見圖5-1和圖5-2，電路在上電時，q2不工作，q1也不工作，相當于開路，那么電源udc通過np2向c1充電，該電流同時通過np1回到電源udc的負端，同樣在上電時，電源udc通過變壓器b兩個繞組向c1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，c1相當于通過np2和np1的直流內阻與電源udc并聯，c1仍起到電源濾波、退耦的作用；

隨著時間的推移，c1的端電壓等于udc的電壓，右正而左負；

當q1飽和導通，其內阻等于通態內阻rds(on)，同前文看作是一條導線，這時產生兩路激磁電流；

第一路為：電源udc正端通過q1的漏極進，q1的源極出，再通過第一原邊繞組np1的同名端進，np1的異名端出，回到電源udc負端；

第二路為：電容c1右正端通過第二原邊繞組np2的同名端進，np2的異名端出，q1的漏極進，q1的源極出，回到電容c1左負端；

可見，第一路和第二路激磁電流是并聯關系，由于np1和np2感量相同，激磁電壓相同，都等于udc，這兩路完全相等，在激磁過程中，副邊繞組ns按匝比同樣產生感應電壓，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等于udc乘以匝比n，即ns感應出下正上負的電壓，這個電壓與c2的端電壓串聯，加在d2的兩端，d2反偏而不導通，這時副邊相當于空載，無輸出；

在激磁過程中，第一路和第二路激磁電流呈線性向上增加；電流方向在電感中是從同名端流向異名端；

q1截止時，電感中的電流不能突變，磁心里的能量在副邊從同名端流向異名端，副邊繞組ns出現從同名端流向異名端的電流，該電流通過正向導通的d2，向電容c2充電，vout建立電壓或持續輸出能量。這個過程也是去磁的過程。

第二實施例中，對漏感進行去磁的電路由鉗位網絡400和第二原邊繞組np2組成，工作原理為：

在q1關斷瞬間及以后，漏感上的能量沒有傳遞到副邊，第二原邊繞組np2中漏感的電能量，其電流方向同激磁時的方向，從同名端流向異名端，由下向上流動，開通鉗位網絡400中q2體二極管向c3充電，且這個電能量被c3吸收，形成漏感去磁電流回路；

同樣，第一原邊繞組np1中漏感的電能量，通過無漏感地耦合到第二原邊繞組np2中，通過鉗位網絡400實現去磁，同樣形成漏感去磁電流回路；

同樣也存在多種工作模式，即c3吸收了漏感的能量后，電路的工作模式有很多種，在此不贅述。

第二實施例為第一實施例的變形，工作原理等效，同樣實現發明目的。同樣地，可以將q2更換為p溝道場效應管，要保證p溝道場效應管內部的體二極管與圖5-1或圖5-2中的體二極管方向一致，即可正常工作。

以上僅是本發明的優選實施方式，應當指出的是，上述優選實施方式不應視為對本發明的限制。對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明的精神和范圍內，還可以做出若干改進和潤飾，如加入控制環路實現輸出的穩壓，這是通過現有技術顯而易見得到的；如采用其它符號的開關管q1等，副邊輸出加入多路輸出，濾波使用π型濾波；如為了提高效率，在場效應管的漏極、源極之間并聯一只和體二極管方向相同的低壓降、快恢復的二極管，這種改進為公知技術，應視為和體二極管等效；這些改進和潤飾也應視為本發明的保護范圍，這里不再用實施例贅述，本發明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。