一種CRM反激PFC變換器的變導通時間控制方法與流程

本發明涉及一種適用于crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法，屬于功率變換技術范圍，特別是涉及高質量ac-dc功率變換技術領域。

背景技術：

近年來電力電子裝置在整流場合廣泛應用，引起日益嚴重的電流諧波污染問題。為降低電力電子裝置引起的電流諧波危害，各類頒布的諧波標準對電力電子裝置所需滿足的功率因數(powerfactor,pf)與電流總諧波畸變(totalharmonicsdistortion,thd)進行了規定。反激(fly-back)功率因數校正(powerfactorcorrection,pfc)變換器廣泛應用于各種適配器電源中。通常可將其分為三種：變壓器原副邊電流連續模式(ccm)，變壓器原副邊電流臨界連續模式(crm)，變壓器原副邊電流斷續模式(dcm)。crm反激pfc變換器是小功率適配器電源的主流拓撲，它可實現原邊開關管的零電壓開通或谷底開通，可實現副邊二極管的零電流關斷，因此開關損耗小；另外其電路控制簡單，僅需電壓外環控制，簡單可靠、成本低廉。

對于理想情況工作下的crm反激pfc變換器，變壓器原邊電流在變壓器副邊電流減小至零的時刻開始從零增加，在原邊開關管開通期間線性增加，在原邊開關管關斷期間保持為零，因此變壓器原邊電流在開關周期內為斷續狀態。采用恒定導通時間控制的crm反激pfc變換器在一半線路周期內導通時間恒定，因此變壓器原邊電流峰值可自動跟蹤正弦變化的輸入線路電壓。但因為變壓器原邊電流在開關周期內為斷續工作狀態，因此變換器輸入電流(變壓器原邊電流在開關周期內的平均值等于變換器的輸入電流)不能跟蹤正弦變化的輸入線路電壓，導致輸入電流thd增加。針對該問題，變導通時間的控制方法被用于補償變壓器原邊電流的斷續工作狀態引起的輸入電流畸變，現有變導通時間控制方法通過改變在一半線路周期內的變壓器原邊電流的峰值包絡線，保證變壓器原邊電流在開關周期內的平均值(即變換器的輸入電流)跟蹤正弦變化的輸入線路電壓，從而改善輸入電流畸變、降低輸入電流thd。

然而，現有變導通時間控制方法尚未考慮crm反激pfc變換器在實際工作中的諧振階段的影響。crm反激pfc變換器原邊開關管的零電壓開通與谷底開通的實現，依靠于變壓器原邊激磁電感和原邊開關管輸出結電容與副邊二極管寄生電容之間的諧振過程。在該諧振階段，變壓器原邊電流反向流入反激pfc變換器整流橋后側的輸入電容，導致變壓器原邊電流在開關周期內的平均值不再正弦。即使采用現有的變導通時間控制方法，實際工作中的crm反激pfc變換器輸入電流仍會發生畸變。在一些對輸入電流諧波要求較高的場合，即使采用現有的變導通時間控制方法也較難滿足相關的諧波要求。

隨crm反激pfc變換器開關頻率范圍的提高，crm反激pfc變換器在實際中的諧振階段對輸入電流畸變的影響更加明顯，表現為輸入電流thd大幅增加，即使采用現有變導通時間控制方法，也很難使crm反激pfc變換器滿足對應的諧波標準。因此，解決crm反激pfc變換器中諧振過程引起的輸入電流畸變已經成為當前電力電子技術發展中亟待解決的問題。

技術實現要素：

本發明提供了一種適用于crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法，通過查表讀數與實時計算相結合的方式得到變換器原邊開關管的導通時間，并利用電壓誤差調節器輸出信號實現在變換器全負載范圍內自適應的變導通時間控制。

本發明通過以下方案實施：

1.根據crm反激pfc變換器的輸入輸出參數與設計參數，包括：有效值輸入電壓urms、線路頻率fline、額定滿載功率po，輸出電壓vo，反激變壓器匝比n、反激變壓器原邊激磁感感值lm、原邊開關管輸出結電容cds、副邊二極管寄生電容cj，通過考慮crm反激pfc變換器實際工作中的諧振階段，根據各工作模態內的階段時長與變換器輸入側充放電電荷的分析結果，采用迭代方法，精確計算crm反激pfc變換器在一半線路周期內h個等時間間隔時刻的導通時間數據(h一般為奇數且取值范圍為100～200，h根據實際需要進行選取，h越大精度越高)。例如：當fline＝50hz，取定h＝101，則101個等時間間隔時刻分別為0ms、0.1ms、0.2ms、…9.8ms、9.9ms、10ms。h個等時間間隔時刻與計算出的h個導通時間數據構成該輸入輸出條件下的變導通時間數據表，記為tonlut；

2.對輸入電壓的過零時刻進行實時檢測，并在輸入電壓過零時刻生成過零觸發信號；

3.設定位置變量i＝0；設定線路頻率fline的初值；設定定時器中斷頻率flut＝2×h×fline；保證后續操作按照flut頻率定時性地重復執行；

4.進入定時器中斷，判斷是否存在輸入電壓過零觸發信號，若不存在，直接進行步驟5；否則計算當前線路頻率fline，更新定時器中斷頻率flut＝2×h×fline，清除輸入電壓過零觸發信號，清零位置變量i；

5.設定i＝i+1，若i大于h則設定i＝1；

6.從tonlut中讀取第i個導通時間數據并記為tonlut(tc)；對變換器對整流輸入電壓與輸出電壓進行采樣，分別得到采樣值vin(tc)與vo(tc)，vo(tc)與輸出基準電平vref(vref可在1～2.5v范圍內取值，例如vref＝2.0v)比較，比較值經pi調節器后生成誤差信號tonerr(反激pfc變換器的電壓帶寬一般很低，僅有五分之一的線路頻率，所以tonerr在一半的線路周期內基本保持不變)，根據表達式(1)計算該定時中斷周期內的導通時間ton(tc)：

其中，n為crm反激pfc變換器的變壓器原副邊匝比；

7.結束并跳出當前定時器中斷，等待下一個定時器中斷，重復步驟4；得到的ton(tc)同時用于控制反激變換器在當前定時中斷周期內原邊開關管的開通時長。

crm反激pfc變換器通過激磁電流過零檢測(zerocurrentdetection,zcd)電路觸發原邊開關管開通，并產生原邊開關管驅動信號上升沿；實時計算的ton(tc)則用于確定原邊開關管驅動信號下降沿，因此原邊開關管導通時間跟隨ton(tc)的計算結果實時變化。

在上述實施步驟1中，精確獲取crm反激pfc變換器在某輸入輸出條件下所選時刻的導通時間的迭代計算方法，相比現有的變導通時間控制方法，考慮了crm反激pfc變換器實際工作過程中的電路諧振階段，包括變換器在各工作模態內的階段時長與變換器輸入側充放電電荷，具體實施步驟如下：

a)根據表達式(2)計算變換器在已知輸入輸出條件下的所選時刻tc的理想輸入電流iinideal(tc)：

其中po是額定滿載功率、urms是有效值輸入電壓、fline是線路頻率、tc是一半線路周期內所選的需要計算導通時間數據的時刻；

b)設定導通時間初值ton，根據表達式(3)計算tc時刻開關周期ts內變壓器原邊電流平均值ipavg(tc，ton)：

其中ip(tc，ton)是tc時刻開關周期內、導通時間為ton條件下的變壓器原邊電流的函數，∑q是tc時刻開關周期內各工作模態的輸入側充放電電荷總和，∑τ是tc時刻開關周期內各工作模態的階段時長總和，q1、q2、q3、q4、q5、τ1、τ2、τ3、τ4、τ5的具體結果見下面的表1和表2。

表1為vin≤nvo條件下crm反激pfc變換器的各工作模態下的階段時長與原邊輸入側充放電電荷的分析結果；表2為vin>nvo條件crm反激pfc變換器的各工作模態下的階段時長與原邊輸入側充放電電荷的分析結果。

表1vin≤nvo條件下各工作模態的階段時長與原邊輸入側充放電電荷

表2vin>nvo條件下各工作模態的階段時長與原邊輸入側充放電電荷

c)采用迭代計算方式不斷修正ton數值，直至得到tc時刻導通時間ton(tc)滿足表達式(4)，則ton(tc)即為對應時刻所求的導通時間數據。

ipavg(tc,ton(tc))＝iinideal(tc)(4)

本發明與現有技術相比的主要技術特點是：

1)本發明考慮crm反激pfc變換器在實際工作過程中諧振階段的影響，提出一種變導通時間控制方法，該控制方法使得crm反激pfc變換器可應用于對輸入電流諧波要求較高的場合，并滿足當前高頻化發展的需求。

2)利用電壓誤差調節器的輸出信號tonerr對存儲的單張導通時間數據表中的數據進行實時變換，可實現crm反激pfc變換器在全負載范圍內變導通時間控制的自適應調節。

3)本發明適用于對輸入電流thd性能有嚴格要求的crm反激pfc變換器或高頻crm反激pfc變換器，且可在全負載范圍內實現最優變導通時間控制的自適應調節。

附圖說明

附圖1是本發明實施例一的控制流程圖。

附圖2-1、附圖2-2為考慮“變壓器原邊激磁電感lm和原邊開關管輸出結電容cds與副邊二極管寄生電容cj諧振”的crm反激pfc變換器的工作波形。附圖2-1是原邊開關管在零電壓開通工作條件下的工作波形，圖2-2是原邊開關管在谷底開通工作條件下的工作波形。

圖3為所提crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法在固定輸入條件(220vac/50hz)下一個實施例(實施例一)的原理圖。

附圖4為實施例一中數字控制器實時計算導通時間的邏輯執行框圖。

附圖5-1為實施例一中額定滿載功率條件下基于本發明的變導通時間控制方法、恒導通時間控制方法與現有變導通時間控制方法的輸入電流仿真波形。

附圖5-2為實施例一中額定滿載功率條件下基于本發明的變導通時間控制方法、恒導通時間控制方法與現有變導通時間控制方法的導通時間仿真結果。

附圖6為實施例一中，在變負載條件下(20％、40％、60％、80％、100％)，基于本發明的變導通時間控制方法、恒導通時間控制方法與現有變導通時間控制方法的輸入電流thd曲線仿真結果。

附圖7為實施例二所提crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法在通用輸入條件(90～264vac,47hz～63hz)下的原理圖。

附圖8為實施例二中數字控制器實時計算導通時間的邏輯執行框圖。

附圖9-1為實施例二中基于本發明的變導通時間控制方法的輸入電流thd三維曲面(三個維度：輸入電流thd-輸出功率-有效值輸入線路電壓)。

附圖9-2為實施例二中基于恒導通時間控制方法的輸入電流thd三維曲面圖(三個維度：輸入電流thd-輸出功率-有效值輸入線路電壓)。

附圖9-3為實施例二中基于現有變導通時間控制方法的輸入電流thd三維曲面圖(三個維度：輸入電流thd-輸出功率-有效值輸入線路電壓)。

附圖中主要符號名稱：vgs—原邊開關管驅動信號；ilm、ilm(t)—變壓器原邊激磁電感電流；vds—原邊開關管的漏源極電壓；ts—原邊開關管開關周期；ton—原邊開關管導通時間；vin—整理輸入電壓；vo—輸出電壓；n—變壓器原副邊匝比；iin—變換器輸入電流；cin—整流橋后側的輸入電容；lm—變壓器原邊激磁電感；ip(t)—變壓器原邊輸入電流；q—原邊開關管；cds—原邊開關管輸出結電容；d—副邊二極管；cj—副邊二極管寄生電容；cout—輸出濾波電容；rl—變換器輸出負載；adc1、adc2—模擬/數字轉換器；ecap—捕獲單元；fline—線路頻率；h—計算變導通時間數據表時選取的等時間間隔時刻點個數；flut—定時器中斷頻率；tonlut(tc)—tc時刻從tonlut中讀取的導通時間；tonxv(tc)—tc時刻從tonxv(t)中讀取的導通時間；vin(tc)—tc時刻輸入線路電壓的采樣值；vo(tc)—tc時刻輸出電壓的采樣值；vref—輸出基準電平；pi—電壓誤差調節器中比例積分環節；tonerr—電壓誤差調節器輸出信號；ton(tc)—tc時刻的導通時間；vzcd—變壓器激磁電流過零檢測門檻電壓；reset—觸發開關管開通的重置信號；pwm—脈沖寬度調制。

具體實施方式

1.本發明考慮crm反激pfc變換器諧振階段的模態分析

本發明的crm反激pfc變換器主功率電路包括：整流橋、輸入電容cin、反激變壓器(原邊激磁電感為lm、原副邊匝比為n:1)、原邊開關管q(q的輸出結電容為cds)、副邊二極管d(d的寄生二極管為cj)、輸出電容cout、負載rl。功率電路在開關周期內的諧振階段由lm和cds與cj參與完成。

附圖2-1、附圖2-2為考慮lm和cds與cj間諧振的crm反激pfc變換器工作波形。圖2-1是原邊開關管在零電壓開通條件下(此時輸入線路電壓vin低于n倍輸出電壓vo，n為反激變壓器的原副邊匝比)時的工作波形；圖2-2是原邊開關管在谷底開通開通條件下(此時vin高于n倍vo)時的工作波形。因為變換器在輸入線路電壓正、負周期內的工作情況具有一致性，本小節以下僅給出變換器在輸入線路電壓正周期內(即vin>0)的模態分析。

對應附圖2-1，原邊開關管在零電壓開通條件下的工作模態分析：

[t0,t1]階段：變壓器原邊激磁感電流ilm在t0時刻為零，變壓器激磁電感lm與原邊開關管的輸出結電容cds和副邊二極管的寄生電容cj之間發生諧振，變壓器原邊激磁感電流ilm對cds放電、對cj充電(cj充電通過變壓器原副邊耦合實現)，此階段變壓器原邊電流反向流入整流橋后側的輸入電容cin，原邊開關管的漏源極電壓vds諧振下降；

[t1,t2]階段：vds在t1時刻降至零，原邊開關管在此刻開通實現零電壓開通，ilm在輸入線路電壓vin作用下以斜率vin/lm增加并在t2時刻增至零；

[t2,t3]階段：ilm在vin作用下以斜率vin/lm增加；

[t3,t4]階段：t3時刻原邊開關管關斷，lm與cds和cj之間發生諧振，ilm對cds充電、對cj放電(cj放電通過變壓器原副邊耦合實現)，此時變壓器原邊電流正向流出cin，vds諧振增加；

[t4,t5]階段：在t4時刻vds諧振上升至vin+nvo，副邊二極管導通，變壓器副邊電流is在輸出電壓vo作用下以斜率n²×vo/lm減小(對應ilm在折合電壓nvo作用下線性減小)，并在t5時刻線性減小至零。

t5時刻之后變換器進入下一個工作周期。

對應附圖2-2，原邊開關管在谷底開通條件下的工作模態分析：

[t0,t1]階段：ilm在t0時刻為零，lm與cds和cj之間發生諧振，ilm對cds放電、對cj充電(cj充電通過變壓器原副邊耦合實現)，導致變壓器原邊電流反向流入cin，vds諧振下降；

[t1,t2]階段：vds在t1時刻諧振減小至谷底，原邊開關管在此刻開通實現谷底開通，ilm在vin作用下以斜率vin/lm增加；

[t2,t3]階段：t2時刻原邊開關管關斷，lm與cds和cj之間發生諧振，ilm對cds充電、對cj放電(cj放電通過變壓器原副邊耦合實現)，vds諧振增加；

[t3,t4]階段：在t3時刻vds諧振上升至vin+nvo，副邊二極管導通，變壓器副邊電流is在輸出電壓vo作用下以斜率n²×vo/lm減小(對應ilm在折合電壓nvo作用下線性減小)，并在t4時刻線性減小至零。

t4時刻之后變換器進入下一個工作周期。

2.本發明crm反激pfc變換器各模態階段時長與輸入側充放電電荷

在零電壓開通條件下，crm反激pfc變換器各模態的階段時長與原邊輸入側充放電電荷分析結果見表1；在谷底開通條件下，crm反激pfc變換器各模態的階段時長與原邊輸入側充放電電荷分析結果見表2。

表1在零電壓開通條件下階段時長與原邊輸入側充放電電荷分析結果

表2在谷底開通條件下階段時長與原邊輸入側充放電電荷分析結果

3.本發明crm反激pfc變換器的導通時間的迭代計算方法

所采用的crm反激pfc變換器導通時間的精確迭代計算方法，相比現有的變導通時間計算方法，考慮了crm反激pfc變換器實際工作過程中的電路諧振階段，包括變換器在各工作模態內的階段時長與變換器輸入側充放電電荷。已知crm反激pfc變換器的輸入輸出參數與設計參數：有效值輸入電壓urms、線路頻率fline、輸出電壓vo、額定滿載功率po、反激變壓器匝比n、反激變壓器原邊激磁感感值lm、原邊開關管輸出結電容cds、副邊二極管寄生電容cj，則在已知輸入輸出條件下所選時刻的導通時間的精確迭代計算方法通過以下步驟實施：

1.根據表達式(1)計算該輸入輸出條件下的所選時刻tc的理想輸入電流iinideal(tc)：

其中tc是一半線路周期內所選的需要計算導通時間數據的時刻；

2.設定導通時間初值ton，根據表達式(2)計算在tc時刻開關周期ts內變壓器原邊電流平均值ipavg(tc，ton’)：

其中ip(tc，ton)是tc時刻開關周期內、導通時間為ton條件下的變壓器原邊電流的函數，∑q是tc時刻開關周期內各工作模態的輸入側充放電電荷總和，∑τ是tc時刻開關周期內各工作模態的階段時長總和，q1、q2、q3、q4、q5、τ1、τ2、τ3、τ4、τ5見上述的表1和表2。

3.采用迭代計算方式(如常見的二分法)不斷修正ton數值，直至得到tc時刻導通時間ton(tc)滿足表達式(3)，即可得到所求的導通時間數據ton(tc)。

ipavg(tc,ton(tc))＝iinideal(tc)(3)

實施例一：

本發明在固定輸入條件下crm反激pfc變換器的變導通時間控制

圖1是本發明在固定輸入條件下crm反激pfc變換器的變導通時間的控制流程圖。圖3為本發明所提crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法在固定輸入條件下的一個實施例。

已知本例中crm反激pfc變換器輸入輸出參數為220vac/50hz，額定滿載功率為po＝64w，輸出電壓vo＝24v。已知本例中crm反激pfc變換器的變壓器原邊激磁電感感值lm＝300μh、原副邊匝比n＝4、原邊開關管輸出結電容cds＝313pf、副邊二極管寄生電容cj＝50pf。

在一半工頻周期內等時間間隔地選取101個時刻(h＝101)。考慮變換器的實際諧振階段，根據上述變換器各模態的階段時長與變壓器原邊輸入側充放電荷的分析結果，采用上述精確迭代方法計算這101個時刻點對應的導通時間，從而構成crm反激pfc變換器在該輸入輸出條件下的變導通時間數據表tonlut，并將其預存在數字控制器中。

如附圖3所示，crm反激pfc變換器的變導通控制方式實現過程如下：

1.對輸入電壓過零時刻進行實時檢測，并在輸入電壓過零時刻生成過零觸發信號，數字控制器ecap模塊對該觸發信號進行捕獲；

2.設定查表操作的位置變量i＝0；設定線路頻率fline初值；設定定時器中斷頻率flut＝2×h×fline，保證后續操作按照flut頻率定時性地重復執行；

3.數字控制器以頻率flut＝101×100hz(fline＝50hz)進入定時器中斷；進入定時器中斷后，判斷是否存在輸入電壓過零觸發信號，若不存在，直接進行步驟4；否則計算當前線路頻率fline，更新定時器中斷頻率flut＝2×h×fline，清除輸入電壓過零觸發信號，清零查表操作的位置變量i；

4.更新查表操作的位置變量，設定i＝i+1，若i大于h則設定i＝1；

5.從tonlut中讀取第i個導通時間數據并記為tonlut(tc)，變換器的整流輸入電壓與輸出電壓經數字控制器的模擬數字轉換器進行采樣(其中輸出電壓采樣經過隔離采樣環節實現原副邊隔離)，分別得到采樣值vin(tc)與vo(tc)，vo(tc)與輸出基準電平vref(本例中基準電平vref設定為2.0v)比較，比較值經pi調節器后生成誤差信號tonerr(反激pfc變換器的電壓帶寬一般很低，僅有五分之一的線路頻率，所以tonerr在一半的線路周期內基本保持不變)，根據表達式(4)計算該定時中斷周期內的導通時間ton(tc)：

其中，n為crm反激pfc變換器的變壓器原副邊匝比；

6.結束并跳出當前定時器中斷，等待下一個定時器中斷，重復步驟3；得到的ton(tc)同時用于控制反激變換器在當前定時中斷周期內原邊開關管的開通時長。

數字控制器對反激變壓器耦合繞組的輸出端(輸出端應該與反激變壓器原邊側和開關管的連接點位置保持為同名端連接，本例中輔助繞組與變壓器原邊繞組的匝數比為1：35)信號進行采樣，當其低于設定的過零檢測(zcd)電平時(本例中設定為vzcd＝0.8v)，產生reset信號(原邊開關管應在此時刻開通)；數字控制器pwm模塊根據reset信號的產生時刻確定原邊開關管驅動信號的上升沿，同時根據計算得到的ton(tc)確定原邊開關管驅動信號在當前定時中斷內的下降沿，產生的pwm信號送入驅動電路，從而驅動原邊開關管動作。因此原邊開關管的導通時間將跟隨ton(tc)的計算結果在一半線路周期內實時變化。

上述變導通時間控制過程在輸入電壓為正的線路周期與輸入電壓為負的線路周期內完全相同(輸入電壓為正負對稱的交流量，在線路周期內一半為正、一半為負)。

附圖4給出實施例一中數字控制器計算變導通時間ton(tc)的邏輯執行框圖。

測試實例一：

附圖5-1給出實施例一中額定滿載功率條件下輸入電流的仿真結果，作為對比，同時給出額定滿載功率條件下基于恒導通時間控制與現有變導通時間控制下的輸入電流的仿真結果；

附圖5-2給出本例中額定滿載功率條件下導通時間曲線的仿真結果，作為對比，同時給出額定滿載功率條件下基于恒導通時間控制與現有變導通時間控制下的導通時間曲線的仿真結果。

根據額定滿載功率條件下的仿真結果，盡管現有變導通時間控制相比恒導通時間控制改善了輸入電流波形，但仍存在一定的過零畸變；而本發明所提變導通時間控制方式可在輸入電壓過零附近顯著增加導通時間，從而完全彌補諧振階段引起的過零畸變，實現完全正弦的輸入電流。

附圖6給出變負載條件下(20％、40％、60％、80％、100％)，實施例一中基于所提變導通時間控制方法、恒導通時間控制方法與現有變導通時間控制方法的輸入電流thd曲線結果。可見，相比恒導通時間控制與現有變導通時間控制，本發明所提變導通時間控制可顯著降低輸入電流thd，并且在全負載范圍內均實現極低輸入電流thd，實現了變負載條件的自適應控制。

實施例二：

本發明在通用輸入條件下crm反激pfc變換器的變導通時間控

制

附圖7為所提crm反激pfc變換器的變導通時間控制方法在通用輸入條件(90～264vac,47hz～63hz)下的一個實施例。已知本例中crm反激pfc變換器的輸入輸出參數為：90v～264vac有效值輸入、47hz～63hz工頻頻率，輸出電壓vo＝24v、額定滿載功率po＝64w。本例中變壓器原邊激磁電感感值lm＝300μh、原副邊匝比n＝4、原邊開關管輸出結電容cds＝313pf、副邊二極管寄生電容cj＝50pf。

為簡化設計，本例選擇若干有效值輸入線路電壓計算對應的變導通時間數據表，計算方法如前述，包括90v、100v、110v、120v、130v、140v、150v、160v、170v、180v、190v、200v、210v、220v、230v、240v、250v、260v，計算得到的變導通時間數據表分別記為ton90v、ton100v、ton110v、ton120v、ton130v、ton140v、ton150v、ton160v、ton170v、ton180v、ton190v、ton200v、ton210v、ton220v、ton230v、ton240v、ton250v、ton260v。每張表中的導通時間數據為h個(本例中h＝101)。將計算得到的多張變導通時間數據表存儲在數字控制器的數據存儲單元中。其余未在上述數值內的有效值輸入線路電壓下的變導通時間數據表基于就近原則采用上述已有的變導通時間數據表。例如，有效值輸入線路電壓為93vac，則選擇ton90v作為93vac輸入條件下變導通時間數據表，有效值輸入線路電壓為228vac，則選擇ton230v作為228vac輸入條件下變導通時間數據表。

如附圖7所示，crm反激pfc變換器的變導通控制方式實現過程如下：

1.對輸入電壓過零時刻進行實時檢測，并在輸入電壓過零時刻生成過零觸發信號，數字控制器ecap模塊對該觸發信號進行捕獲；

2.設定查表操作的位置變量i＝0；設定線路頻率fline初值；設定定時器中斷頻率flut＝2×h×fline；保證后續操作按照flut頻率定時性地重復執行；

3.數字控制器以頻率flut進入定時器中斷；進入定時器中斷后，判斷是否存在輸入電壓過零觸發信號，若不存在，直接進行步驟4；否則計算當前線路頻率fline(實際的線路頻率可能在47hz～63hz范圍內變化)，更新定時器中斷頻率，清除輸入電壓過零觸發信號，清零查表操作的位置變量i；

4.更新查表操作的位置變量，設定i＝i+1，若i大于h則設定i＝1；

5.變換器的整流輸入電壓經數字控制器的模擬數字轉換器進行采樣，得到采樣值vin(tc)，并計算當前有效值輸入電壓urms(實際的有效值輸入電壓可能在90～264vac范圍內變化)，從而就近選取上述已有的變導通時間數據表tonxv作為當前實際輸入電壓條件下的待查變導通時間數據表tonxv。

6.從tonxv中讀取第i個導通時間數據并記為tonlut(tc)，變換器的輸出電壓經數字控制器的模擬數字轉換器進行采樣(其中輸出電壓采樣經過隔離采樣環節實現原副邊隔離)，得到采樣值與vo(tc)，vo(tc)與輸出基準電平vref(本例中基準電平vref設定為1.8v)比較，比較值經pi調節器后生成誤差信號tonerr，數字控制器根據表達式(5)計算該定時中斷周期內的導通時間ton(tc)：

7.結束并跳出當前定時器中斷，等待下一個定時器中斷，重復步驟3；得到的ton(tc)同時用于控制反激變換器在當前定時中斷周期內原邊開關管的開通時長。

數字控制器對反激變壓器耦合繞組的輸出端(輸出端應與反激變壓器原邊側和開關管的連接點位置保持為同名端連接，本例中輔助繞組與變壓器原邊繞組的匝數比為1：40)信號進行采樣，當其低于設定的過零檢測(zcd)電平(本例中設定為vzcd＝0.5v)時，產生reset信號(原邊開關管應在此時刻開通)；pwm模塊根據reset信號的產生時刻確定原邊開關管驅動信號的上升沿，同時根據計算得到的ton(tc)確定原邊開關管驅動信號的下降沿，產生的pwm信號送入驅動電路從而驅動原邊開關管動作。因此原邊開關管的導通時間將跟隨每個定時中斷內計算的ton(tc)在一半線路周期內實時變化，且更新頻率為定時器中斷頻率。

上述變導通時間控制過程在輸入電壓為正的線路周期與輸入電壓為負的線路周期內完全相同(輸入電壓為正負對稱的交流量，在線路周期內一半為正、一半為負)。

附圖8給出實施例二中數字控制器計算變導通時間ton(tc)的邏輯執行框圖。

測試實例二：

附圖9-1給出實施例二中基于所提變導通時間控制方法的在通用輸入線路電壓(90v～264vac,47～63hz)內、輕載至滿載變載條件下所計算出的輸入電流thd三維曲面；

作為對比，附圖9-2，給出基于恒導通時間控制方法的在通用輸入線路電壓(90v～264vac,47～63hz)內、輕載至滿載變載條件下所計算出的輸入電流thd三維曲面；

附圖9-3給出基于現有變導通時間控制方法的在通用輸入線路電壓(90v～264vac,47～63hz)內、輕載至滿載變載條件下所計算出的輸入電流thd三維曲面。

可見，相比恒導通時間控制與現有變導通時間控制，基于本發明所提變導通時間控制，可在通用輸入線路電壓內、輕載至滿載變載條件下顯著降低輸入電流thd。