高壓大電流測試電源的制作方法
本發明涉及一種測試電源，尤其是一種高壓大電流測試電源，屬于測試電源的技術領域。
背景技術：
電容充電技術按照充電方式有恒壓充電和恒流充電，按照系統工作頻率有工頻充電和高頻充電等等。目前，比較常用的有三種充電方式：工頻恒壓充電、工頻諧振式充電以及高頻充電。
工頻高壓充電只能是恒壓充電模式，工頻高壓充電的優點是結構最簡單，只需要一個自耦變壓器和電容組就能輸出高壓大脈沖電流，工頻高壓充電的缺點是充電電流初期過大，后期緩慢，電壓上升呈非線性，充電速度慢，充電效率低。工頻lc諧振恒流充電的優點是充電電流恒定，對充電電容組和電網沖擊小，充電電壓線性上升，充電速度快，工頻lc諧振恒流充電的缺點是工頻變壓器和工頻電感體積重量過大，充電精度和穩壓能力差。高頻充電既可以工作在恒壓模式也能在恒流模式，而且高頻變壓器等磁性器件體積小，充電精度高，穩壓能力強。
半橋逆變型直流高壓電源的工作原理為將交流市電整流成為直流電，然后經過半橋逆變電路變換為交流方波，再經過高頻變壓器升壓，變壓器副邊整流濾波之后輸出高壓。輸出電壓通過采樣閉環控制后能保證高精度和大范圍可調，輸出能量儲存在電容器上，當測試大功率mosfet或者igbt模塊的時候，電容上能量快速釋放形成高壓大電流脈沖，當功率模塊關斷的時候，能繼續對儲能電容器充電。半橋逆變型直流高壓電源為高頻電源，克服了傳統工頻充電電源體積過大的缺點，但是只能工作在硬開關狀態，所以電源效率較低，emi問題比較嚴重。
綜上，對于現有的電源系統，主要存在如下不足：
1)、利用工頻自耦變壓器直接對市電升壓，隨后整流變換為直流電，串接限流電阻對輸出儲能電容充電的高壓電源是最傳統方式的電源。所述充電方式雖然結構簡單，易于實現，但是體積笨重，不利于測試系統集成。而且屬于恒壓充電，充電速度慢，不利于提高測試速度。
2)、采用高頻變換方案，可以大大縮小系統體積，同時通過高速閉環精確控制輸出電壓，對于測試系統有重要意義。但是一般的硬開關電源emi嚴重，對測試系統其他部分影響較大，是造成測試精度不高的重要原因。
技術實現要素：
本發明的目的是克服現有技術中存在的不足，提供一種高壓大電流測試電源，其既能滿足功率半導體模塊動態測試的高電壓與大電流需求，又能縮短儲能電容充電時間，加快測試速度，提高測試精度。
按照本發明提供的技術方案，所述高壓大電流測試電源，包括用于將交流市電轉換為直流脈動電壓的不可控整流電路；還包括與不可控整流電路連接的全橋諧振變換器以及與所述全橋諧振變換器連接的升壓輸出電路；
所述全橋諧振變換器包括用于將不可控整流電路輸出的直流脈動電壓轉換為交流方波電壓的全橋變換器以及用于產生諧振狀態的諧振環節，所述諧振環節的諧振頻率與全橋變換器的開關頻率適配，以使得全橋變換器工作于零電流開關狀態，且使得全橋諧振變換器實現恒流輸出；升壓輸出電路能將全橋諧振變換器的輸出電壓升高至所需的電壓后輸出。
所述全橋變換器包括開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4，諧振環節包括諧振電容cb以及諧振電感l1；
所述開關管q1的漏極端與開關管q4的漏極端、二極管d1的陰極端以及二極管d4的陰極端，開關管q1的源極端與二極管d1的陽極端、開關管q2的漏極端、二極管d2的陰極端以及諧振電感l1的一端連接；
開關管q2的源極端與二極管d2的陽極端、開關管q3的源極端以及二極管d3的陽極端連接，開關管q3的漏極端與二極管d3的陰極端、開關管q4的源極端、二極管d4的陰極端以及諧振電容cb的一端連接。
所述升壓輸出電路包括升壓變壓器t1以及升壓變壓器t2；
升壓變壓器t1原邊線圈的同名端、升壓變壓器t2原邊線圈的同名端均與諧振電容cb的另一端連接，升壓變壓器t1原邊線圈的非同名端、升壓變壓器t2原邊線圈的非同名端均與諧振電感l1的另一端連接；升壓變壓器t1副邊線圈連接第一整流濾波電路，升壓變壓器t2副邊線圈連接第二整流濾波電路，且第一整流濾波電路的輸出電壓與第二整流濾波電路輸出電壓串聯。
所述第一整流濾波電路包括二極管d5、二極管d6、二極管d7以及二極管d8；第二整流濾波電路包括二極管d9、二極管d10、二極管d11以及二極管d12；
二極管d5的陽極端、二極管d7的陰極端均與升壓變壓器t1副邊線圈的同名端連接，二極管d5的陰極端與二極管d6的陰極端以及電容c1的一端連接，二極管d7的陽極端與二極管d8的陽極端以及電容c1的另一端、二極管d9的陰極端、二極管d10的陰極端以及電容c1的一端連接，二極管d8的陰極端與升壓變壓器t1副邊線圈的非同名端、二極管d6的陽極端連接；
二極管d9的陽極端與升壓變壓器t2副邊線圈的同名端以及二極管d11的陰極端連接，二極管d11的陽極端與二極管d12的陽極端以及電容c2的另一端連接，二極管d12的陰極端與升壓變壓器t2的非同名端以及二極管d10的陽極端連接。
本發明的優點：諧振環節的諧振頻率與全橋變換器的開關頻率適配，以使得全橋變換器工作于零電流開關狀態，且使得全橋諧振變換器實現恒流輸出，即能對儲能電容采用恒流方式充電，可以開環運行，無需閉環穩流，同時具有輸出過載保護特性，避免了傳統電壓源充電的各種弱點，加快了充電速度，對于功率mosfet、igbt測試有重要意義。全橋諧振變換器可以實現開關管零電流開通和零電壓、電流關斷，提高了電源效率同時改善了emi特性，減小了對測試系統其他部分的影響，提高了測試精度。
附圖說明
圖1為本發明的結構框圖。
圖2為本發明全橋諧振變換器與升壓輸出電路的電路原理圖。
圖3為本發明串聯諧振電路的等效電路圖。
圖4為串聯諧振電路電流傳輸特性的示意圖。
圖5為本發明全橋變換器在電流斷續模式特性的工作示意圖。
具體實施方式
下面結合具體附圖和實施例對本發明作進一步說明。
如圖1所示：為了能滿足功率半導體模塊動態測試的高電壓與大電流需求，且能縮短儲能電容充電時間，加快測試速度，提高測試精度，本發明包括用于將交流市電轉換為直流脈動電壓的不可控整流電路；還包括與不可控整流電路連接的全橋諧振變換器以及與所述全橋諧振變換器連接的升壓輸出電路；
所述全橋諧振變換器包括用于將不可控整流電路輸出的直流脈動電壓轉換為交流方波電壓的全橋變換器以及用于產生諧振狀態的諧振環節，所述諧振環節的諧振頻率與全橋變換器的開關頻率適配，以使得全橋變換器工作于零電流開關狀態，且使得全橋諧振變換器實現恒流輸出；升壓輸出電路能將全橋諧振變換器的輸出電壓升高至所需的電壓后輸出。
具體地，不可控整流電路可以采用現有常用的形式，主要實現將外部220v交流電轉換為直流脈動電壓，具體不可控整流電路的實現形式可以根據需要進行選擇，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。全橋諧振變換器中，通過全橋變換器將直流脈動電壓轉換為交流方波電壓，利用諧振環節的諧振頻率與與全橋變換器的開關頻率適配，使得全橋變換器處于零電流開關狀態(zcs)模式，另一方面，使得全橋諧振變換器具有恒流特性，即使開環運行也能保證恒流輸出，能有效簡化電路，加快充電速度，對功率mosfet器件、igbt器件的測試有重要意義，同時，能提高電源效率，并改善emi特性，減少對測試系統其余部分的影響了，提高測試精度。通過升壓輸出電路將電壓升高至所需的電壓，升壓輸出電壓具體的輸出電壓可以根據不同功率半導體模塊動態測試需要進行確定，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。
如圖2所示，所述全橋變換器包括開關管q1、開關管q2、開關管q3以及開關管q4，諧振環節包括諧振電容cb以及諧振電感l1；
所述開關管q1的漏極端與開關管q4的漏極端、二極管d1的陰極端以及二極管d4的陰極端，開關管q1的源極端與二極管d1的陽極端、開關管q2的漏極端、二極管d2的陰極端以及諧振電感l1的一端連接；
開關管q2的源極端與二極管d2的陽極端、開關管q3的源極端以及二極管d3的陽極端連接，開關管q3的漏極端與二極管d3的陰極端、開關管q4的源極端、二極管d4的陰極端以及諧振電容cb的一端連接。
所述升壓輸出電路包括升壓變壓器t1以及升壓變壓器t2；
升壓變壓器t1原邊線圈的同名端、升壓變壓器t2原邊線圈的同名端均與諧振電容cb的另一端連接，升壓變壓器t1原邊線圈的非同名端、升壓變壓器t2原邊線圈的非同名端均與諧振電感l1的另一端連接；升壓變壓器t1副邊線圈連接第一整流濾波電路，升壓變壓器t2副邊線圈連接第二整流濾波電路，且第一整流濾波電路的輸出電壓與第二整流濾波電路輸出電壓串聯。
所述第一整流濾波電路包括二極管d5、二極管d6、二極管d7以及二極管d8；第二整流濾波電路包括二極管d9、二極管d10、二極管d11以及二極管d12；
二極管d5的陽極端、二極管d7的陰極端均與升壓變壓器t1副邊線圈的同名端連接，二極管d5的陰極端與二極管d6的陰極端以及電容c1的一端連接，二極管d7的陽極端與二極管d8的陽極端以及電容c1的另一端、二極管d9的陰極端、二極管d10的陰極端以及電容c1的一端連接，二極管d8的陰極端與升壓變壓器t1副邊線圈的非同名端、二極管d6的陽極端連接；
二極管d9的陽極端與升壓變壓器t2副邊線圈的同名端以及二極管d11的陰極端連接，二極管d11的陽極端與二極管d12的陽極端以及電容c2的另一端連接，二極管d12的陰極端與升壓變壓器t2的非同名端以及二極管d10的陽極端連接。
本發明實施例中，開關管q1～開關管q4與二極管d1～二極管d4組成全橋逆變電路，開關管q1～開關管q4可以采用常用的mos管，諧振電感l1包含升壓變壓器t1、升壓變壓器t2的漏感，圖2中vin即為不可控整流電路輸出的直流脈動電壓，開關管q1～開關管q4對應的柵極端均與外部的控制電路連接，由外部的控制電路控制開關管q1～開關管q4的導通順序，實現將直流脈動電壓轉換為交流方波電壓，具體可以采用本技術領域常用的技術手段實現轉換控制，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。
采用升壓變壓器t1、升壓變壓器t2對應副邊線圈整流后串聯的方式增加電壓輸出時，一方面能使得功率分散，另一方面降低了升壓變壓器的變比，從而減小了變壓器的設計和工藝制作難度，也將升壓變壓器的分布參數帶來的影響降低到最低。
如圖3所示，為全橋諧振變換器的等效電路圖，本發明實施例中，諧振環節采用串聯諧振，當然，具體實施還可以采用其他的諧振方式，只是選擇不同的諧振方式，會改變電路的復雜度，具體可以根據需要進行選擇，具體為本技術領域人員所熟知，此處不再贅述。
等效電路中，uin為全橋變換器輸出的交流方波電壓，r為折合到原邊的負載，由諧振電路的特點可知，諧振頻率fr為
圖4中，橫坐標為頻率，縱坐標為電流值，由圖4可知，當開關頻率fs在諧振頻率fr附近時，回路有很高的電流值，當開關頻率fs偏離諧振頻率fr之后，隨著負載r變化，電流變化不大，即有很好的電流調節能力。當負載r短路時，一定頻率下，仍然有很好的電流特性。因此，全橋諧振變換器表現出電流源特性，全橋諧振變換器依電流源對輸出儲能電容進行恒流充電，并且具有固有的過載保護能力。不需要閉環穩流措施，開環即可實現恒流輸出，因此也簡化了電路。
為了滿足使得全橋諧振變換器具有恒流特性，能工作于零電流開關狀態，本發明實施例中，全橋變換器的開關頻率
如圖5所示，為在橋變換器的開關頻率
本發明諧振環節的諧振頻率與全橋變換器的開關頻率適配，以使得全橋變換器工作于零電流開關狀態，且使得全橋諧振變換器實現恒流輸出，即能對儲能電容采用恒流方式充電，可以開環運行，無需閉環穩流，同時具有輸出過載保護特性，避免了傳統電壓源充電的各種弱點，加快了充電速度，對于功率mosfet、igbt測試有重要意義。全橋諧振變換器可以實現開關管零電流開通和零電壓、電流關斷，提高了電源效率同時改善了emi特性，減小了對測試系統其他部分的影響，提高了測試精度。
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