控制電路和開關變換器的制作方法

本發明涉及電力電子技術，具體涉及一種控制電路和應用其的開關變換器。

背景技術：

以固定導通時間(constantontime，cot)方式控制的開關變換器不僅可以維持穩態時開關頻率近似不變，而且在輸出負載跳變時具有瞬時改變占空比的能力。這使得這類開關變換器具有更好的動態響應特性。在這種控制方式中，產生導通時間的基準信號以及斜坡信號的電流源可以有兩種不同的配置方式。一種是將電流源配置為固定值的獨立電流源，另外一種是將電流源配置為受控于輸入電壓的受控電流源。在基準信號或斜坡信號中引入輸入電壓相關信息使得電路可以快速響應于輸入電壓的跳變而變化。但是，對于開關周期(也即開關頻率)可調的固定導通時間控制電路，不能以現有的方式直接引入輸入電壓，這使得可調頻的固定導通時間控制電路難以具有較快的響應速度。

技術實現要素：

有鑒于此，本發明提供一種控制電路和開關變換器，以使得開關變換器在開關周期可調的同時還可以對輸入信號的跳變快速響應。

根據本發明的第一方面，提供一種控制電路，用于控制開關變換器的功率級電路，所述控制電路包括：

基準信號生成電路，用于生成跟隨所述開關變換器的輸出信號變化的基準信號；

斜坡信號生成電路，用于生成斜率跟隨所述輸入信號和調頻信號變化的斜坡信號；以及

比較器，用于比較所述基準信號和斜坡信號生成第一控制信號，當所述斜坡信號達到所述基準信號時，所述第一控制信號控制所述功率級電路的主功率開關由第一狀態切換至第二狀態，以控制所述開關變換器的輸出信號維持為穩定值，并使得所述主功率開關的開關頻率與所述輸入信號無關而跟隨所述調頻信號變化。

優選地，所述功率級電路為降壓拓撲(buck)；

所述基準信號與所述輸出信號以及所述主功率開關的開關控制信號的占空比成比例；

所述斜坡信號的峰值與所述輸入信號、調頻信號以及所述主功率開關處于所述第一狀態的時間成比例。

優選地，所述基準信號生成電路包括：

第一受控電流源，用于生成與所述輸入信號成比例的第一電流；

第一開關和第一電阻，串聯在所述第一受控電流源的電流輸出通路上，其中，所述第一開關與所述主功率開關同步進行狀態切換；以及

濾波電路，用于對所述第一電阻兩端電壓進行濾波輸出所述基準信號。

優選地，所述基準信號生成電路還包括：

第一乘法器，用于將所述第一電流乘以預定值后向第一開關和第一電阻構成的串聯電路輸出。

優選地，所述濾波電路包括：

第二電容，連接在濾波電路的輸入端和接地端之間；

第二電阻，連接在濾波電路的輸入端和輸出端之間；以及

第三電容，連接在濾波電路的輸出端和接地端之間。

優選地，所述斜坡信號生成電路包括：

第二受控電流源，用于生成與所述輸入信號成比例的第二電流；

第二乘法器，設置在所述第二電流的輸出通路上，用于對所述第二電流乘以表征調頻信號的信號后輸出；

第三電容和第二開關，并聯連接在所述第二乘法器的輸出端和接地端之間，其中，所述第二開關以與所述第一開關相反的方式進行狀態切換以生成所述斜坡信號。

優選地，所述控制電路還包括：

調頻信號生成電路，用于生成所述調頻信號；

其中，所述調頻信號生成電路包括：

晶體管，設置在電流通路上，用于產生所述調頻信號；

第一誤差放大器，輸入基準信號和電流反饋信號，輸出端連接到所述晶體管的柵極；以及

可調電阻，設置在電流通路上，兩端電壓作為電流反饋信號輸入到第一誤差放大器。

優選地，所述控制電路還包括：

第二控制信號生成電路，用于根據所述開關變換器的輸出反饋信號和輸出參考信號生成第二控制信號，

當所述輸出反饋信號達到所述輸出參考信號時，所述第二控制信號控制所述主功率開關由第二狀態切換至第一狀態

根據本發明的第二方面，提供一種開關變換器，包括：

功率級電路；以及，

如上所述的控制電路。

通過使得基準信號隨輸出信號變化，同時，使得斜坡信號的斜率隨輸入信號和調頻信號變化，由此，可以同時將輸入信號和調頻信號引入到功率級電路的主功率開關關斷時點的控制環路中，使得開關變換器在開關周期可調的同時還可以對輸入信號的跳變快速響應。

附圖說明

通過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特征和優點將更為清楚，在附圖中：

圖1是根據第一對比例的開關變換器的局部電路示意圖；

圖2是根據第一對比例的開關變換器的工作波形圖；

圖3是根據第一對比例的開關變換器在輸入電壓跳變的情況下的工作波形圖；

圖4是根據現有技術的設置固定電流源的開關變換器在輸入電壓跳變的情況下的工作波形圖；

圖5是根據第二對比例的開關變換器的局部電路示意圖；

圖6是根據第二對比例的開關變換器的工作波形圖；

圖7是本發明實施例的開關變換器的局部電路示意圖；

圖8是本發明實施例的開關變換器的工作波形圖；

圖9是本發明實施例的開關變換器的控制電路的控制參量流圖。

具體實施方式

以下基于實施例對本發明進行描述，但是本發明并不僅僅限于這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過程、流程、元件和電路并沒有詳細敘述。

此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，并且附圖不一定是按比例繪制的。

同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路通過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。

除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限于”的含義。

在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用于描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。

圖1是根據第一對比例的開關變換器的局部電路示意圖。如圖1所示，開關變換器包括控制電路1和功率級電路。其中，功率級電路采用降壓拓撲(buck)。在圖1中，僅示出了主功率開關hs和整流開關ls，未示出功率級電路的電感和電容。控制電路1包括基準信號生成電路11、斜坡信號生成電路12、比較器13、第二控制信號生成電路14和開關控制信號生成電路15。其中，基準信號生成電路11包括受控電流源ccs1、開關k1、電阻r1和一個濾波電路。受控電流源ccs1受控于輸入電壓vin輸出與其成比例的電流iref。開關k1受控于信號pwm與主功率開關hs同步導通和關斷。電阻r1連接在開關k1和接地端之間。濾波電路被配置為“π”形的rc濾波電路。由此，電流iref在開關k1的控制下流過電阻r1形成電壓降。濾波電路對電阻r1上的電壓進行平均輸出基準信號kvout。基準信號kvout滿足：

kvout＝iref*r1*d。

同時，斜坡信號生成電路12包括受控電流源ccs2、電容c1和開關k2。受控電流源ccs2受控于輸入電壓vin輸出與其成比例的電流iramp。電容c1和開關k2并聯連接在受控電流源ccs2的電流輸出端和接地端之間。開關k2受控于信號pwmb以與主功率開關hs相反的方式導通和關斷。由此，在主功率開關hs導通時，開關k1導通，開關k2關斷。在主功率開關hs關斷時，開關k1關斷，開關k2導通。在開關k2關斷時，電容c1被電流iramp充電，使得電壓vcap線性上升。在開關k2導通時，電容c1被短路放電，使得電壓vcap快速下降到零，并持續到下一次開關k2關斷。電壓vcap由此具有斜坡形狀的波形，在下文中將其稱為斜坡信號。

同時，比較器13用于比較基準信號kvout和斜坡信號vcap。開關信號生成電路包括rs觸發器和驅動電路。rs觸發器的復位端與比較器13的輸出端連接，輸出信號pwm和信號pwmb，信號pwm和信號pwmb反相。在斜坡信號vcap上升到大于基準信號kvout時，比較器13輸出信號使得rs觸發器復位，信號pwm被復位，進而主功率開關hs被關斷。

同時，第二控制信號生成電路14根據功率級電路的反饋電壓fb以及參考電壓0.6vref控制rs觸發器置位，從而控制主功率開關導通的時機。

開關控制信號生成電路15的驅動電路用于根據信號pwm來生成對于主功率開關hs的控制信號vgs和對整流開關ls的控制信號。

圖2是根據第一對比例的開關變換器的工作波形圖。參考圖1和圖2，在控制信號vgs為低電平，主功率開關hs處于關斷狀態時，開關k2導通，斜坡信號vcap保持為零。此時功率級電路的輸出電壓vout持續下降，使得表征輸出電壓vout的反饋電壓fb也持續下降。在反饋電壓fb下降到參考電壓的0.6倍(0.6vref)時，rs觸發器被置位。rs觸發器的輸出信號pwm切換為高電平，使得控制信號vgs切換為高電平。主功率開關hs切換為導通。對應地，開關k2切換為關斷，斜坡信號vcap由零開始上升。在斜坡信號vcap上升到基準信號kvout時，比較器13的輸出信號reset跳變為高電平。主功率開關hs的控制信號vgs被復位，主功率開關hs關斷，如此循環。主功率開關hs在每個開關周期內的導通時間ton等于斜坡信號vramp由零上升到基準信號kvout的時間。因此，在輸入電壓vin保持穩定的情況下，每個開關周期的導通時間ton恒定。

在輸入電壓vin出現跳變時，第一對比例的開關變換器和在控制電路中設置固定電流源的開關變換器的工作波形圖分別如圖3和圖4所示。如圖4所示，對于基準信號以及斜坡信號均不隨輸入電壓vin變化的控制電路，在輸入電壓出現跳變時，基準信號v1和斜坡信號v2均保持不變。這使得在跳變前后的導通時間ton1和ton2相同。跳變后的輸入電壓vin可以在相同的導通時間內向功率級電路注入更多的能量，這會導致輸出電壓快速上升。開關變換器適應輸入電壓跳變的時間較長。而在圖3中，對于上述的第一對比例所述的開關變換器，由于基準信號kvout＝iref*r1*d，其中，d為開關變換器的占空比，基準信號kvout可以表征功率級電路的輸出電壓vout。同時，斜坡信號vcap＝iramp*t/c1，其中，t為斜坡信號開始上升的時間。斜坡信號vcap的峰值等于iramp*ton/c1,其等于基準信號kvout。由此，可以進行如下推導：

iref*r1*d＝iramp*ton/c1

進而：iref*r1*(ton/t)＝iramp*ton/c1，其中，t為開關周期。

開關周期t滿足：t＝r1*c1*(iref/iramp)

電流iref和電流iramp都與輸入電壓vin成比例，因此，開關周期t不隨vin的變化而變化。

由于在輸入電壓vin跳變后，開關變換器的占空比d相應地會減小，所以，基準信號kvout的變化較小。而斜坡信號的斜率iramp*c1隨輸入電壓vin的跳變而跳變，這使得導通時間ton跳變。輸入電壓vin跳變后的導通之間ton2小于輸入電壓vin跳變前的導通之間ton1。每個開關周期內輸入到功率級電路的能量降低。由此，既可以繼承固定導通時間控制方式固有的較快的輸出動態響應的優勢，又可以使導通時間能夠及時對輸入電壓vin的改變作出相應的改變，使輸出電壓對輸入電壓跳變有快速的響應速度。

但是，第一對比例無法實現開關周期可調，也即，不能調節主功率開關的開關頻率。

圖5是根據第二對比例的開關變換器的局部電路示意圖。如圖5所示，開關變換器包括控制電路2和功率級電路。其中，功率級電路采用降壓拓撲。在圖5中，僅示出了主功率開關hs和整流開關ls，未示出功率級電路的電感和電容。控制電路2包括基準信號生成電路21、斜坡信號生成電路22、比較器23、第二控制信號生成電路24和開關控制信號生成電路25。其中，比較器23、第二控制信號生成電路24和開關控制信號生成電路25與第一對比例相同。同時，基準信號生成電路21具有與第一對比例的基準信號生成電路11類似的結構。不同在于，基準信號生成電路21將受控電流源替換為具有固定輸出值的電流源cs1。在斜坡信號生成電路22中，受控電流源被替換為輸出值與調頻信號ifs成比例的電流源ccs3。電流源ccs3輸出的電流iramp為調頻信號ifs的a倍。這可以通過一個電流鏡結構來實現。調頻信號ifs可以通過調頻信號生成電路26生成。調頻信號生成電路26包括晶體管q、誤差放大器ea和可調電阻rfs。誤差放大器ea根據參考電壓vref和可調電阻rfs上電壓降之間的誤差來控制工作于線性狀態的晶體管q輸出調頻信號ifs。通過調節可調電阻rfs，就可以調節調頻信號ifs，進而調節斜坡信號生成電路22中的電流iramp。

圖6是根據第二對比例的開關變換器的工作波形圖。如圖6所示，在控制信號vgs為低電平，主功率開關hs處于關斷狀態時，開關k2導通，斜坡信號vcap保持為零。此時功率級電路的輸出電壓vout持續下降，使得表征輸出電壓vout的反饋電壓fb也持續下降。在反饋電壓fb下降到參考電壓vref的0.6倍時，rs觸發器被置位。rs觸發器的輸出信號pwm切換為高電平，使得控制信號vgs切換為高電平。主功率開關hs切換為導通。對應地，開關k2切換為關斷，斜坡信號vcap由零開始上升。在斜坡信號vcap上升到基準信號kvout時，比較器23的輸出信號reset跳變為高電平。主功率開關hs的開關控制信號vgs被復位，主功率開關hs關斷，如此循環。主功率開關hs在每個開關周期內的導通時間ton等于斜坡信號vramp由零上升到基準信號kvout的時間。

與第一對比例類似，基準信號kvout和斜坡信號vcap的峰值相等。由此，iref*r1*d＝iramp*ton/c1

進而，iref*r1*d＝a*ifs*ton/c＝a*vref*ton/(rfs*c1)

進而，iref*r1*(ton/t)＝a*vref*ton/(rfs*c1),其中，t為開關周期。

由此，開關周期t滿足：t＝r1*c1*rfs*iref/(a*vref)

由于在第二對比例中電流iref為固定值，因此，開關周期可以通過調節可調電阻rfs的阻值來調節。

但是，第二對比例的開關變換器無法快速響應輸入電壓vin的變化。同時，如果簡單地將基準信號生成電路中的電流源改為受控電流源，則會使得開關周期同時受到輸入電壓vin和可調電阻rfs的影響，使得開關變換器的開關周期失控。

圖7是本發明實施例的開關變換器的局部電路示意圖。圖8是本實施例的開關變換器的工作波形圖。如圖7和圖8所示，本實施例的開關變換器包括控制電路3和功率級電路。其中，功率級電路采用降壓拓撲。在圖7中，僅示出了主功率開關hs和整流開關ls，未示出功率級電路的電感和電容。控制電路3包括基準信號生成電路31、斜坡信號生成電路32、比較器33、第二控制信號生成電路34和開關控制信號生成電路35。其中，比較器33、第二控制信號生成電路34和開關控制信號生成電路35與以上的對比例相同，在此不再贅述。應理解，第二控制信號生成電路32并不限于文中所述的方式，本領域技術人員可以采用其它等同的方式或已有的方式來生成第二控制信號以控制主功率開關hs的導通時機。

在本實施例中，基準信號生成電路31用于生成跟隨所述開關變換器的輸出電壓vout變化的基準信號kvout。斜坡信號生成電路32用于生成斜率隨輸入電壓vin和調頻信號ifs變化的斜坡信號vcap。比較器33比較基準信號kvout和斜坡信號vcap生成第一控制信號reset，在斜坡信號vcap上升到基準信號kvout時，第一控制信號reset控制主功率開關hs由導通切換為關斷，以控制開關變換器的輸出電壓vout保持穩定，并使得主功率開關hs的開關頻率與輸入信號vin無關而隨調頻信號ifs變化。

具體地，基準信號生成電路31包括受控電流源ccs4、乘法器m1、開關k3、電阻r2和濾波電路。其中，受控電流源ccs4用于生成與輸入電壓vin成比例的電流ivin1。乘法器m1用于對電流ivin1乘以預定值idc，以生成一個與輸入電壓vin成比例的電流iref1。開關k3和電阻r2串聯在電流iref1的電流通路上。開關k3受控于信號pwm進行狀態切換，也即，與主功率開關同步進行狀態切換。濾波電路為“π”形的rc濾波電路。由此，電流iref1在開關k3的控制下流過電阻r2形成電壓降。濾波電路對電阻r2上的電壓進行平均輸出基準信號kvout。基準信號kvout滿足：

kvout＝iref1*r2*d＝vin*m*r2*idc*d。

其中，d為開關變換器的占空比，m*vin等于ivin1。由于在降壓拓撲的開關變換器中，vin*d＝vout，因此，kvout與輸出電壓vout成比例。

斜坡信號生成電路32包括受控電流源ccs5、乘法器m2、開關k4和電容c2。其中，受控電流源ccs5用于生成與輸入電壓vin成比例的電流ivin2。乘法器m2設置在電流ivin2的輸出通路上，用于對電流ivin2乘以表征調頻信號ifs的信號后a*ifs輸出電流iramp1。在本實施例中，乘法器m2對電流ivin2乘以與調頻信號ifs成比例的電流a*ifs。輸入到乘法器m2的電流a*ifs可以通過一個電流鏡來實現。調頻信號ifs可以通過調頻信號生成電路26生成。調頻信號生成電路36包括晶體管q1、誤差放大器ea1和可調電阻rfs。誤差放大器ea1根據參考電壓vref和可調電阻rfs上壓降的誤差來控制工作于線性狀態的晶體管q1輸出調頻信號ifs。通過調節可調電阻rfs，就可以調節調頻信號ifs，進而調節斜坡信號生成電路32中的電流iramp1。

電容c2和開關k4并聯連接在乘法器m2的輸出端(同時也是整個斜坡信號生成電路32的輸出)和接地端之間。開關k4受控于與信號pwm反相的信號pwmb，以與開關k3相反的方式進行狀態切換。由此，在主功率開關hs導通期間，開關k4關斷，電流iramp1對電容c2充電，使得斜坡信號vcap線性上升。在斜坡信號vcap上升到基準信號kvout時，比較器33輸出的信號reset切換為高電平，復位開關控制信號生成電路35中的rs觸發器。rs觸發器輸出的信號pwm切換為低電平，進而使得開關控制信號vgs切換為低電平。主功率開關hs受控關斷。開關k4導通，使得斜坡信號vcap跳變為零，并持續到開關k4下一次關斷，如此循環。

圖9是本發明實施例的開關變換器的控制電路的控制參量流圖。如圖9所示，在基準信號生成電路31中，受控電流源ccs4基于輸入電壓vin生成電流ivin1。乘法器m1輸入電流ivin1和預定值idc，將兩者相乘后輸出電流iref1。電流iref1經由開關k3調制后流過電阻r2所形成的平均電壓(也即基準信號)滿足kvout＝iref1*r1*d。如上所述，基準信號kvout實質上隨輸出電壓vout變化。

在斜坡信號生成電路32中，受控電流源ccs4基于輸入電壓vin生成電流ivin2。乘法器m2輸入電流ivin2和表征調頻信號的信號a*ifs＝a*vref/rfs輸出電流iramp1。開關k4通過在導通和關斷狀態間切換，使得電流iramp1受控地對電容c2充電，形成斜坡信號vcap，其峰值滿足iramp1*ton/c2。

如上所述，在控制電路3中，斜坡信號的峰值等于基準信號kvout。由此，各參量滿足：

vin*m*r2*idc*ton/t＝vin*m*a*vref*ton/(rfs*c2)

其中，t為開關周期，ton為導通時間，vref為參考電壓。

由此，開關周期t滿足：

t＝r2*c2*rfs*idc/(a*vref)

由此，開關周期t僅與可調電阻的阻值rfs相關(其他參量為固定量)，隨可調節的阻值rfs變化。

同時，在輸入電壓vin產生跳變時，由于基準信號kvout隨輸出電壓vout變化，因此變化較小。而斜坡信號的斜率iramp1/c2＝m*vin*a*vref/(rfs*c2)隨輸入電壓vin變化。因此，斜坡信號的斜率隨輸入電壓跳變增大。這使得斜坡信號在此期間快速上升到基準信號，導通時間ton相應的縮短。由此，可以在開關周期可調的同時，實現對于輸入電壓變化的快速響應。

應理解，為了便于理解，以上以ivin1＝ivin2＝m*vin為例進行推導，但是，電流ivin1和ivin2顯然也可以被設置為不相等，只要兩者均與輸入電壓vin成比例即可。

同時，根據上述分析可知，乘法器m1輸出的電流iref1＝m*vin*idc。由于m和idc均為固定不變的值，因此，經由乘法器m1生成的電流iref1實際上也是一個與輸入電壓vin成比例的電流，這可以通過單一的受控電流源來實現。因此，在上述實施例的一個變形中，乘法器m1可以被省略。

還應理解，在上述實施例中，乘法器m1的存在可以保證基準信號生成電路31和斜坡信號生成電路32的響應于輸入電壓vin變化處理的時間延遲基本相同，從而提高整個電路的精確度。

本發明實施例通過使得基準信號隨輸出信號變化，同時，使得斜坡信號的斜率隨輸入信號和調頻信號變化，由此，可以同時將輸入信號和調頻信號引入到功率級電路的主功率開關關斷時點的控制環路中，使得開關變換器在開關周期可調的同時還可以對輸入信號的跳變快速響應。

本領域技術人員還應理解，以上以降壓拓撲的開關變換器為例進行說明，但是本發明實施例的原理也可以修改應用于以輸入電流為輸入信號和/或以輸出電流為輸出信號的開關變換器，還可以應用于具有其他拓撲的開關變換器。

以上所述僅為本發明的優選實施例，并不用于限制本發明，對于本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。