輸入串聯組合型直流變換器的功率回流優化方法與流程

本發明屬于直流變換技術領域，尤其涉及一種輸入串聯組合型直流變換器的功率回流優化方法。

背景技術：

雙有源橋(dualactivebridge，dab)直流變換器(dc-dc)可以二象限運行，即在保持變換器兩端電壓極性不變的情況下能夠實現能量的雙向流動，在功能上優于單向直流變換器，相對于傳統的單向直流變換器，降低了器件數量和成本，減小了變換器的體積和重量，提高了系統功率因數。因此，在電動汽車、不間斷電源和直流電機驅動等需要進行能量雙向流動的場合，dab型直流變換器正得到廣泛使用。

為匹配不同電壓等級的直流母線，避免多個功率器件串聯引起的均壓問題，提高系統的標準度和集成度，可將各dab的輸入和輸出進行相互串聯或相互并聯。根據聯結方式不同，得到的模塊化組合型直流變換器可以分為以下四類：輸入并聯輸出并聯、輸入并聯輸出串聯、輸入串聯輸出并聯和輸入串聯輸出串聯。

目前dab的傳統控制方式是移相控制，即通過控制兩個全橋變換器的驅動脈沖，在變壓器原邊和副邊產生具有相移的方波信號，通過對方波移相角的調節便可以調節功率的大小和流向。這種控制方式容易實現軟開關、系統慣性小、動態響應快，但在輸入輸出電壓幅值不匹配時，容易導致變換器的回流功率和電流應力增大，降低了系統功率因數，增加了變換器損耗。將各dab進行串并聯組合后，所得到的模塊化組合型直流變換器同樣存在功率回流問題。

為克服dab傳統移相控制的缺點，國內外學者陸續提出了擴展移相(extended-phase-shift)、雙重移相(dual-phase-shift)和三重移相(triple-phase-shift)等控制方式，降低了系統回流功率。但這些控制法往往需要增加控制環，要控制的變量也較多，需要對多種工作模態進行復雜的分析；而且這些方法均針對單模塊dab直流變換器進行設計，未考慮到模塊化組合型直流變換器固有的結構特點，實施難度較大。

因此，設計針對模塊化組合型直流變換器固有特點的功率回流優化簡化方法具有重要的意義。

技術實現要素：

發明目的：針對以上問題，本發明提出一種基于模塊間交錯移相的輸入串聯組合型直流變換器的功率回流優化方法，針對輸入串聯型模塊組合式dab電路的拓撲特點，通過對一次側串聯的h橋逆變器的調制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯側產生的環流激勵電壓被總體削弱，從而削弱了串聯側的總體功率回流。

技術方案：為實現本發明的目的，本發明所采用的技術方案是：一種輸入串聯組合型直流變換器的功率回流優化方法，應用于輸入串聯型組合型直流變換器，具體包括以下步驟：

(1)使用傳統移相控制方法，進行直流變壓與功率傳輸，控制原邊調制信號初始相位相同；

(2)對直流變換器一次側串聯的h橋逆變器的調制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯側產生的環流激勵電壓被總體削弱，從而削弱串聯側的總體功率回流。

輸入串聯型組合型直流變換器包括n個單模塊直流變換器，輸出直流側相互串聯或并聯。單模塊直流變換器為雙有源橋，包括一個h橋逆變器和一個h橋整流器，逆變器和整流器的交流側經一個變壓器和一個變壓器漏感互聯，實現從輸入側向輸出側的直流變換和功率傳輸。

步驟(2)具體為：將原邊調制信號初始相位相互錯開一定角度，根據n的數量不同，錯開的角度如下：

(2.1)當n＝2時，相互錯開90°；

(2.2)當n＝3時，以某一模塊為基準，組內第二模塊與其錯開60°，組內第三模塊按第二模塊錯開的方向與第一模塊錯開120°；

(2.3)當n>3且n為偶數時，將各直流變換器每2個作為一組，每組按照步驟2.1錯開相位；

(2.4)當n>3且n為奇數時，將各直流變換器中任意3個作為一組，按照步驟2.2錯開相位，剩余的偶數個直流變換器每2個作為一組，每組按照步驟2.1錯開相位。

有益效果：本發明通過對一次側串聯的h橋逆變器的調制波初始相位錯開不同角度，使各h橋在串聯側產生的環流激勵電壓被總體削弱，從而削弱了串聯側的總體功率回流；將一個交流周期內回流傳輸能量與正向傳輸能量的比值從47.5％降低到23.7％。

附圖說明

圖1是單模塊直流變換器拓撲圖；

圖2是單模塊直流變換器傳統移相控制工作原理波形圖；

圖3是輸入串聯輸出并聯模塊組合型直流變換器拓撲圖；

圖4是輸入串聯輸出串聯模塊組合型直流變換器拓撲圖；

圖5是輸入串聯模塊組合型直流變換器傳統移相控制的環流等效電路圖；

圖6是n＝2時模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環流激勵電壓矢量圖；

圖7是n＝2時模塊間交錯移相后的環流等效電路圖；

圖8是n＝3時模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環流激勵電壓矢量圖；

圖9是n＝3時模塊間交錯移相后的環流等效電路圖；

圖10a是回流優化前的直流電壓輸出；圖10b是回流優化后的直流電壓輸出；

圖11是0.2s-0.201s回流優化前后的瞬時傳輸功率波形圖；

圖12a是對0.2s-0.201s回流優化前的瞬時傳輸功率波形的快速傅里葉分析；圖12b是對0.2s-0.201s回流優化后的瞬時傳輸功率波形的快速傅里葉分析。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發明的技術方案作進一步的說明。

如圖1所示是單模塊直流變換器，為dab結構，即包括一個h橋逆變器和h橋整流器，逆變器和整流器的交流側經一個變壓器和一個變壓器漏感互聯，實現從輸入側向輸出側的直流變換和功率傳輸。u1為輸入直流電壓，u2為輸出直流電壓，c1、c2分別為輸入、輸出側直流電容，k為變壓器變比，up和us為原、副邊交流電壓，uh1為h橋逆變器輸出電壓，uh2為h橋整流器輸出電壓，ul和il為漏感上的電壓和電流，δ1為原副邊之間的相角。

h橋逆變器包括開關器件s1、s2、s3、s4和續流二極管d1、d2、d3、d4；h橋整流器包括開關器件s5、s6、s7、s8和續流二極管d5、d6、d7、d8。

如圖2所示是單模塊dab在傳統移相控制下的工作原理波形。如圖可見，在傳統移相控制下，兩側全橋的開關周期2ts相同，對角開關管輪流導通，導通角為180°，uh1和uh2是占空比為50％的方波電壓。通過控制原副邊之間的相角δ1，就可以控制加在變壓器漏感兩端電壓的大小和相位，進而控制功率的大小和流向。由于uh1與uh2間相移的存在，在功率傳輸過程中，漏感電流與原邊側電壓存在相位相反的階段。t0-t'0及t2-t'2時刻，傳輸功率uh1·il為負，功率回流到電源中，可定義此功率為回流功率。

如圖3所示是輸入串聯輸出并聯模塊組合型直流變換器，如圖4所示是輸入串聯輸出串聯模塊組合型直流變換器。t1、t2、…tn為一系列參數一致的交流變壓器，uin為直流輸入電壓，uout為直流輸出電壓，δ1、δ2、…δn分別為模塊1、模塊2、…模塊n內部原副邊移相角，δ12、δ13、…δ1n分別為模塊1與模塊2之間、模塊1與模塊3之間、…模塊1與模塊n之間的移相角。

使用傳統移相法控制δ1、δ2、…δn進行直流變壓與功率傳輸，此時原邊調制信號所有初始相位相同，即有δ12＝δ13＝…＝δ1n＝0，同時單模塊dab內部產生了偶次環流，經輸入串聯模塊組合疊加在一起，引起了電源側的功率回流。

如圖5所示是輸入串聯模塊組合型直流變換器在傳統移相法下的環流等效電路圖，每橋臂上均會產生偶次環流激勵電壓，當輸入串聯模塊組合型直流變換器的各模塊參數高度一致時，各模塊的第一橋臂產生的偶次環流激勵電壓相同，設為u2f1、u4f1、u6f1、u8f1、…、u2kf1、…，各模塊的第二橋臂產生的偶次環流激勵電壓相同，設為u2f2、u4f2、u6f2、u8f2、…、u2kf2、…，k＝1，2，3…。

然后將各dab模塊原邊調制信號初始相位相互錯開一定角度，即重新調整δ12、δ13、…、δ1n。根據n的數量不同，各dab模塊原邊調制信號初始相位錯開的角度如下：

(1)當n＝2時，相互錯開90°。

按照(1)錯開2個dab模塊的相位時，由于模塊間原邊調制信號初始相位相互錯開90°，故其產生的2個2k次環流激勵電壓相位相互錯開的角度為2k·(π/2)＝kπ(k＝1，2，3，…)。

當k＝1，3，5，…時，2個2k次環流激勵電壓反向，相互抵消；當k＝2，4，6，…時，2個2k次環流激勵電壓同向，疊加結果與傳統方法相同。

如圖6所示為n＝2時模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環流激勵電壓矢量圖。因此按(1)錯開相位后，偶次環流中四倍頻及其整數次激勵電壓被保留，其他激勵電壓均相互抵消。如圖7所示為n＝2時模塊間交錯移相后的環流等效電路圖。

(2)當n＝3時，以某一模塊為基準，組內第二模塊與其錯開60°，組內第三模塊按第二模塊錯開的方向與第一模塊錯開120°；按照(2)錯開3個dab模塊的相位時，假設組內第一模塊的第2k次環流激勵電壓初始相位為0，則組內第二和第三模塊環流激勵電壓的初始相位分別為2kπ/3和4kπ/3(k＝1，2，3，…)。

當k＝1，2，4，5，7，8，10…時，3個2k次環流激勵電壓形成互差120°對稱矢量，矢量和為0；當k＝3，6，9…時，3個2k次環流激勵電壓同向，疊加結果與傳統方法相同。

圖8為n＝3時模塊間交錯移相后的2、4、6、8次環流激勵電壓矢量圖。因此按(2)錯開相位后，偶次環流中六倍頻及其整數次激勵電壓被保留，其他激勵電壓均相互抵消。圖9為n＝3時模塊間交錯移相后的環流等效電路圖。

(3)當n>3且n為偶數時，將各dab每2個作為一組，每組按照(1)錯開相位。

(4)當n>3且n為奇數時，將各dab中任意3個作為一組，按照(2)錯開相位，剩余的偶數個dab每2個作為一組，每組按照(1)錯開相位。

又因為(3)可看做(1)的組合，(4)可看做(1)和(2)的組合，因此當n為大于1的任意整數時，按照本專利所述方法，環流激勵電壓被總體削弱，功率回流得到了優化。

以輸入串聯輸出串聯模塊組合型直流變換器為例，仿真參數如如表1所示，系統仿真時間0.25s。

表1

如圖10為回流優化前后的直流電壓輸出，圖10a為回流優化前的直流電壓輸出，圖10b為回流優化后的直流電壓輸出。從圖中可見，回流優化前后直流電壓輸出均迅速達到了穩定，因此本專利所述的回流優化法未對直流電壓輸出產生負面影響。

如圖11為一個交流周期內(0.2s-0.201s)回流優化前后的瞬時傳輸功率波形，從圖中可見，瞬時傳輸功率的峰峰值減小。又因為回流優化前后直流電壓輸出一致，因此在輸出功率達到一致的前提下，本專利所述的回流優化法可降低電路中電流的峰峰值，從而提高系統功率密度，減小過流可能。

對圖11所示波形進行快速傅里葉分析得到圖12，圖12a為回流優化前，圖12b為回流優化后。回流優化后偶數次環流中僅剩4k次環流較為顯著，證明本專利所述方法確實能在n＝2條件下消除4k次以外的環流。

統計圖11所示波形縱坐標為正的面積，得到一個交流周期內功率正向傳輸時傳輸的能量；統計圖11所示波形縱坐標為負的面積，得到一個交流周期內功率回流時傳輸的能量。計算回流優化前后回流傳輸能量與正向傳輸能量的比值，得出該比值從回流優化前的47.5％降低到回流優化后的23.7％，證明本專利所述方法確實能夠優化系統回流。