無速度傳感器電機驅動系統的制作方法

總的而言本發明涉及電機，特別涉及一種無速度傳感器電機驅動系統。

背景技術：

電動車輛，例如電動汽車，越來越受到人們的青睞。目前電動汽車的驅動一般采用蓄電池+永磁電機的模式，控制系統采用開環/閉環控制。對于開環控制而言，車輛(車速)不能精確的跟隨給定，已逐步淘汰。在閉環控制中，當前一般采用速度閉環控制方式，其采用傳統的PID調節器對給定速度與實際速度的偏差進行調節，根據調整結果控制逆變器的輸出。這種控制方式，系統響應速度慢，調整過程中易出現超調，實際速度圍繞設定值長時間振動，這樣就造成在車輛提速過程中駕駛者感覺車速不穩定。永磁同步電機通常采用矢量控制，精確的轉子位置必不可少。機械位置傳感器能實現轉子位置的高精度檢測，但通常價格高昂，易受環境條件限制，而且存在增加電機轉子轉動慣量、增大系統體積及系統可靠性降低等缺點。除此之外，目前電動車輛一般采用斬波升壓(boost)的方式對蓄電池的輸出電壓進行升壓，這種方式開關管損耗大，功率因數低。

技術實現要素：

針對現有技術的缺陷，本發明提供了一種無速度傳感器電機驅動系統。

一種無速度傳感器電機驅動系統，包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU、諧波生成器以及諧波觀測器；DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連；通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電流ia、ib，通過諧波觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行觀測；諧波生成器用于按照指令生成高次正弦諧波信號，并將生成的諧波信號注入q軸電壓中；驅動系統采用轉速外環、電流內環的雙閉環結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、諧波生成器、分數階PID調節器、電流調節器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器、諧波觀測器包括HPF(高通濾波器)、極性判斷模塊和位置觀測模塊；HPF與Park變換模塊的輸出相連，極性判斷模塊和位置觀測模塊均與HPF相連，極性判斷模塊用于對轉子極性進行判斷，位置觀測模塊利用注入的諧波信號觀測轉子位置θ和實際轉速ωm；轉子位置θ發送給Park逆變換模塊和Park變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉速ωm發送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，第一比較器的輸出端與分數階PID調節器的輸入端連接，分數階PID調節器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連，采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連，第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節器相連，電流調節器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo；第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節器，通過電流調節器調節后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行；所述DC/DC變換單元采用半有源橋DC-DC變換器，由輸入側和輸出側構成；輸入側用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側用于實現對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現額定電壓輸出；輸入側由四個可控開關管組成全橋電路，輸出側由兩個可控開關管和兩個二極管以及輸出電容成，輸入側和輸出側由變壓器連接；所述電流調節器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調節器與q軸PI調節器，d軸PI調節器的輸出電壓為U_d，q軸PI調節器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環，得到和通過第四比較器對U_q與進行比較，得到偏差△U_q，△U_q經比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調節器中的積分模塊，對△U_q進行PI調節，使得通過第五比較模塊對U_d與進行比較，得到偏差△U_d，△U_d經比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調節器中的積分模塊,對△U_d進行PI調節，使得

本發明的有益效果是：采用轉速外環、電流內環的雙閉環控制結構，轉速可以快速跟隨給定，提高了系統響應速度；采用半有源橋DC/DC變換器，降低了DC/DC變換器中存在的無功功率，減小開關管的損耗，提高了DC/DC變換器的可靠性；通過采用分數階PID使得系統具有了更大的調節范圍，獲得了比傳統PID更好的控制品質及更強的魯棒性；利用諧波注入法對電機轉子位置角進行觀測，從而取代了傳統的機械位置傳感器，降低了系統成本，提高了可靠性；電流環中加入了限幅與閉環反饋環節，保證了電機平穩運行，避免電機出現過調制。

附圖說明

圖1為本發明系統整體結構示意圖；

圖2為本發明驅動系統的結構示意圖；

圖3為DC/DC變換單元的結構示意圖；

圖4為DC/DC變換單元工作流程圖；

圖5為分數階PID的結構示意圖；

圖6為分數階PID整定流程圖；

圖7為電流調節單元的結構示意圖；

圖8為本發明控制結果比較圖。

具體實施方式

為使本發明的上述目的、特征和優點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施方式做詳細的說明，使本發明的上述及其它目的、特征和優勢將更加清晰。在全部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。并未刻意按比例繪制附圖，重點在于示出本發明的主旨。

首先結合附圖1對本發明的系統結構做說明。本發明提供了一種電機驅動系統，系統包括：DC/DC變換單元、逆變器、永磁電機、MCU(主控單元)，角生成器以及諧波觀測器等。DC/DC變換單元與電池相連，DC/DC變換單元的輸出端連接逆變器，逆變器與永磁電機相連，通過永磁電機驅動車輛運行。通過電壓傳感器分別檢測DC/DC變換單元的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過電流傳感器檢測逆變器的輸出電壓ia、ib，通過諧波觀測器對永磁電機的轉速ω_m和轉子位置進行檢測，這些檢測信號被送入MCU，MCU根據這些檢測信號分別向DC/DC變換單元和逆變器輸出驅動信號G1、G2，從而調節DC/DC變換單元和逆變器的輸出。

整個系統由一塊MCU處理器控制運行，各個部分協調運行，人機交換部分可采用LCD和按鍵實現(圖中未示出)。MCU控制逆變器中IGBT的導通頻率，從而實現永磁同步電機線圈磁場順序變化驅動電機運轉；諧波生成器用于按照指令生成高次正弦諧波信號；電流檢測電路通過實時檢測電機線圈的相電流，并與MCU處理器中電機理論模型進行比較，實現電機的閉環控制，以及實現電機的過壓、過流保護。

下面對本發明中驅動系統的控制結構做詳細介紹，請參閱圖2。驅動系統采用轉速外環、電流內環的雙閉環結構，它包括Cark變換模塊、Park變換模塊、諧波觀測器、角生成器、分數階PID調節器、電流調節器、Park逆變換模塊、脈沖寬度調制模塊和逆變器；諧波觀測器包括HPF(高通濾波器)、極性判斷模塊和位置觀測模塊。

其中，HPF與Park變換模塊的輸出相連，極性判斷模塊和位置觀測模塊均與HPF相連，極性判斷模塊用于對轉子極性進行判斷，位置觀測模塊利用注入的諧波信號觀測轉子位置θ和實際轉速ωm。轉子位置θ發送給Park逆變換模塊和Park變換模塊的轉子位置數據輸入端；轉速ωm發送至第一比較器的反向輸入端，第一比較器的正向輸入端與轉速給定信號相連，轉速給定信號可以由油門踏板給出。第一比較器的輸出端與分數階PID調節器的輸入端連接。分數階PID調節器的輸出端連接第二比較器的正向輸入端，第二比較器的反向輸入端與Park變換模塊的q軸電流輸出端相連。本發明中采用d軸電流恒零控制，即d軸電流給定值恒為零，這一給定值與第三比較器的正向輸入端相連，第三比較器的反向輸入端與Park變換模塊的d軸電流輸出端相連。第二比較器和第三比較器的輸出端與電流調節器相連，電流調節器的輸出端通過Park逆變換模塊與脈沖寬度調制模塊相連，脈沖寬度調制模塊輸出調制信號至逆變器，逆變器接收DC/DC變換單元的輸出電壓Vo，根據調制信號打開/關閉逆變器中的IGBT，從而輸出可變頻率的電壓信號至永磁電機。

永磁同步電機的轉子位置θ、轉速ωm，通過電流傳感器采集逆變器輸出的其中兩相ia、ib，ia、ib經過Clark變換和Park變換，得到永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流id和iq。第一比較器將轉速給定值與實際轉速ω_m進行比較，偏差信號經過分數階PID調節器調節，分數階PID調節器的輸出值作為q軸的電流給定值d軸電流給定值

第二比較器對iq與進行比較，第三比較器對id與進行比較，第二比較器和第三比較器的比較結果送入電流調節器，通過電流調節器調節后得到dq軸坐標系下的q軸電壓給定值和d軸電壓給定值Park逆變換模塊對和進行Park逆變換后，依次輸出給脈沖寬度調制模塊和逆變器，從而得到永磁同步電機的三相輸入電壓，驅動永磁同步電機運行。

其中，Clark變換、Park變換、Park逆變換分別通過下式(1)、(2)、(3)實現。

式中，i_α和i_β均為兩相靜止坐標系(簡稱αβ坐標系)下的等效電流，i_a、i_b和i_c為永磁同步電機的三相電流，i_d和i_q為永磁同步電機在dq軸坐標系下的等效電流，θ為永磁同步電機的轉子位置。

下面重點對本發明中的諧波觀測器做詳細介紹。本發明通過諧波生成器向d軸注入高次諧波u_h，高頻分量疊加基頻分量再經過坐標變換得到調制電壓u_α和 u_β，脈沖寬度調制模塊產生逆變器IGBT的開關信號，采用電流傳感器采樣定子A相、B相電流，變換到αβ坐標系中得到i_α和i_β。將i_α和i_β變換到兩相旋轉坐標系中得到包含高次諧波的d軸電流信號和q軸電流信號，包含高次諧波的d軸電流信號和q軸電流信號通過LPF(低通濾波器)后其中的基頻分量i_d和i_q被提取作為電流調節器的反饋量，通過HPF后其中的高頻分量i_dh、i_qh被提取用于估計出轉子位置θ及轉速ω_m。

具體而言，諧波生成器產生高次諧波u_h，并注入到d軸中，u_h＝Ksin(ωt+π)。其中，K為高頻電壓幅值，ω為高頻電壓角頻率，t表示信號注入時間。根據注入的高次諧波u_h，計算信號調制數組Am的維數N，生成信號調制數組Am，通過HPF后其中的高頻分量i_dh、i_qh。將i_qh與信號調制數組Am相乘得到目標值P1，P1＝i_qh*Am；根據目標值P1獲取磁極位置估計值θ_p及轉速估計值ω_r；將i_dh與信號調制數組Am相乘得到目標值P2，P2＝i_dh*Am；根據目標值P2判斷磁極極性，對θ_p補償后輸出轉子位置估計值θ。本發明利用估計的d軸電流分量進行極性判斷，充分利用了高頻電流響應，無需注入額外信號；降低了觀測器的復雜度，易于數字實現。

圖3為本發明中DC/DC變換單元的結構示意圖，本發明中DC/DC變換單元采用半有源橋DC-DC變換器，由輸入側和輸出側構成。輸入側用于將輸入的直流電壓變換為高頻交流方波電壓，通過變壓器將電能從原邊傳遞至副邊；輸出側用于實現對變壓器副邊的交流電壓進行整形，實現額定電壓輸出。輸入側由四個可控開關管S1、S2、S3和S4組成全橋電路，CS1、CS2、CS3、CS4分別為與開關管S1、S2、S3、S4相并聯的結電容。輸出側由兩個可控開關管S5、S6和兩個二極管D1、D2以及輸出電容Co組成，CS5、CS6為S5、S6各自的結電容，CD5、CD6為D1、D2各自的結電容。輸入側和輸出側由變壓器T連接，Lk為變壓器T的漏感與外加交流電感之和，ip為變壓器原邊電流。

MCU對傳感器采樣得到的電壓信號Vin、Vo進行處理，并依據PWM移相控制方法生成PWM信號G1，調節變壓器原邊電壓V_AB和變壓器副邊電壓V_CD各自的占空比和兩者之間的移相角。G1經過隔離和功率放大之后為開關管S1、S2、S3、S4、S5、S6提供驅動電壓。

DC/DC變換單元的輸出功率p_o為：

其中，

根據公式(6)可以計算得到輸出功率Po相對移相角變化的最大值P_{0_max}。

輸出功率Po最大時對應的移相角的值如公式(7)所示。

上式中，m為輸入到輸出的電壓增益，m＝V_o/(nV_in)，n為變壓器原邊與副邊匝數比，Ts為開關周期，Δdp為變壓器原邊占空比補償量，用于微調原邊超前橋臂開關管S1、S2的開通時間；Δds為副邊占空比的補償量，用于微調副邊開關管S5、S6的開通時間。

如圖4所示，DC/DC變換單元的工作過程如下：

S110：確定DC/DC變換單元輸出電壓的給定值Vref；S120：對DC/DC變換單元輸出電壓進行采樣，采樣值記為Vo，計算輸出電壓的給定值Vref與輸出電壓Vo的差值，所述的差值作為數字PI調節器的輸入值。所述的數字PI調節器的輸出值經過限幅器限幅后作為變壓器原邊電壓V_AB和變壓器副邊電壓V_CD之間的移相角S130：通過移相角計算出如公式(8)的原邊占空比d1和如公式(9)的副邊占空比d2。

上式中，原邊占空比d1包含原邊占空比補償項Δdp、副邊占空比d2包含副邊占空比的補償項Δds，通過原邊占空比補償項Δdp使得流過原邊超前橋臂開關管S1、S2的電流在開通的瞬間從開關管的體二極管流過，通過副邊占空比的補償項Δds使得流過開關管的電流在開通的瞬間從副邊開關管S5、S6的體二極管流過，實現所有開關管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的軟開關。通過副邊占空比的計算公式保證副邊開關管S5、S6在變壓器原邊電流ip剛過零之后就能開通，能夠減小副邊開關管S5、S6的體二極管導通的時間長度，減小副邊開關管S5、S6的導通損耗。

S140：根據移相角原邊占空比d1和副邊占空比d2產生開關管的PWM信號，驅動DC/DC變換單元工作，實現所有開關管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的軟開關，減小副邊開關管S5、S6的導通損耗，并且降低DC/DC變換單元中存在的無功功率，減小開關管的電流應力，提高DC-DC變換器的可靠性。

所產生的移相角與原邊占空比d1和副邊占空比d2控制各個驅動PWM信號波形的關系如下：S1與S2互補、S3與S4互補、S5與S6相差180°；S1，S2，S3和S4的占空比均為50％，S5和S6的占空比均為1-d2；S1與S3之間的相位差為d1·2π，S2與S4之間的相位差為d1·2π，S1的上升沿與S5的下降沿之間的相位差為d2·2π，S2的上升沿與S6的下降沿之間的相位差為d2·2π。

通過DC/DC變換單元能夠減小副邊開關管S5、S6的體二極管導通的時間長度，降低副邊開關管S5、S6的導通損耗；降低DC-DC變換器中存在的無功功率，減小開關管的電流應力，提高DC-DC變換器的可靠性；可以同時實現電壓源型半有源橋DC-DC變換器的高效率運行和所有開關管的軟開關，高效率的變換器意味著較少的發熱，就可以使用較小的散熱裝置，而軟開關的實現可以減小開關噪聲，降低輸入和輸出濾波器的體積和重量。

與傳統調節器不同，在本發明中，對于外環的速度調節采用分數階PID，其結構如圖5所示。與整數階PID控制器相似，分數階PID控制器的微分方程為:

其中，為Caputo定義；λ＞0、μ＞0為任意實數，是分數階控制器的階次。

對Caputo定義的分數階微積分求拉普拉斯變換，可得:

由此得到的分數階PID控制器的傳遞函數：

分數階PID控制器包括一個積分階次λ和微分階次μ，其中λ和μ可以是任意實數。整數階PID控制器是分數階PID控制器在λ＝1和μ＝1時的特殊情況，當λ＝1、μ＝0時即為PI控制器，λ＝0、μ＝1時為PD控制器。分數階PID控制器多了兩個可調參數λ和μ，通過合理地選擇參數就能夠提高系統的控制效果。

參閱圖6，設系統理想的閉環參考模型為：其中λ、μ、kp、ki，kd通過如下方式確定：

S210：根據系統的控制性能要求選取理想閉環參考模型的截止頻率ωc和階次α；系統的控制性能要求為時域指標，時域指標可以是超調量、調節時間或峰值時間；該理想閉環參考模型H(s)使得系統具有對增益變化不敏感的期望特性，當增益變化時只是引起截止頻率ωc的變化，系統對增益變化具有強魯棒性，系統的超調大小只與α有關，而與增益無關。

S220：由H(s)及G_c(S)，計算控制對象模型

其中λ、μ取小數。若λ＝α，則有

S230：獲取未知實際被控對象Gp(s)的頻域響應數據，假設與Gp(s)在ω＝0和ω＝ωx處的頻率響應相同，則ωx可以選取為原系統的Gp(s)相位裕量的穿越頻率|Gp(jωx)|＝1，先選取λ＝α，在ω＝0處有意義(此時，對象能夠保持良好的穩態響應，與一般實際系統的情況是一致的)，有然后根據有k_p、k_d在ω＝ω_x處與μ的函數關系為：

其中，

S240：通過尋優辨識出未知對象的理想形式中的參數，使在截止頻率范圍內最大限度地接近實際對象Gp(s)的頻域響應指標；建立頻域響應誤差指標并在0＜μ＜2范圍內對誤差指標優化最終得到分數階控制器的參數。

本發明根據系統的時域響應指標初步確定ωc、α、λ的值，通過逼近實際對象模型和理想對象模型的頻率響應特性曲線，尋優得到分數階PID的微分項階次，計算得到kd，ki，kp的值，可以得到逼近理想參考模型的分數階PID控制器。

電流調節器用于計算q軸電壓給定值和d軸電壓給定值電流調節器的結構如圖7所示，第二比較器與第三比較器輸出的偏差信號分別送入d軸PI調節器與q軸PI調節器，d軸PI調節器的輸出電壓為U_d，q軸PI調節器的輸出電壓為U_q，U_d、U_q、V_o送入電壓極限環，得到和同時，通過第四比較器對U_q與進行比較，得到偏差△U_q，△U_q經比例模塊1/Kqp被送入q軸PI調節器中的積分模塊，這樣對△U_q進行PI調節，使得通過第五比較模塊對U_d與進行比較，得到偏差△U_d，△U_d經比例模塊1/Kdp被送入d軸PI調節器中的積分模塊,這樣對△U_d進行PI調節，使得

為了保證電機平穩運行，避免電機出現過調制模式，需要電壓極限環限制電機電壓U_dq小于母線電壓。即U_d、U_q需滿足下式條件。

若所述條件不成立，dq軸電壓ud、uq需根據母線電壓幅值Vo，進行等比例限幅，如式(17)所示：

Park逆變換模塊用于將和轉換為α軸電壓Uα、β軸電壓U_β，并發送至脈寬調制模塊；脈寬調制模塊為空間矢量脈寬調制，用于根據αβ軸電壓、母線電壓計算得到電壓脈沖，并發送至逆變器。

這樣通過控制d軸電流與q軸電流來控制逆變器輸出功率，根據電機實際所需的定子電流幅值，通過與q軸電流做矢量差，得到實際所需的q軸電流，簡化了q軸電流的控制結構，在實現網側高功率因數的前提下，增強系統的魯棒性；根據母線電壓幅值，限制電機實際定子電壓大小，避免電機進入過調制運行，增強了系統的可靠性；通過電壓誤差調節，將得到的電流誤差值反饋至電流環積分環節，有效增加了電流環調節的快速性。

將本發明的雙閉環+分數階PID+電流限幅環的控制系統與傳統的單比環速度調節系統進行對比，圖8為控制結果的對比圖，圖中曲線a為給定的階躍信號，曲線b為本發明驅動系統的速度響應曲線，曲線C為傳統單閉環系統的響應曲線。通過對比可以看出，本發明的驅動系統轉速響應平滑、快速，沒有超調、振蕩的現象，大大改善了系統驅動效果。

本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對于本申請的方法實施例而言，由于其與裝置實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關之處參見裝置實施例的部分說明即可。

在以上的描述中闡述了很多具體細節以便于充分理解本發明。但是以上描述僅是本發明的較佳實施例而已，本發明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發明不受上面公開的具體實施的限制。同時任何熟悉本領域技術人員在不脫離本發明技術方案范圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術內容對本發明技術方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬于本發明技術方案保護的范圍內。