一種三電平H橋五電平逆變器直流側電容電壓平衡方法與流程

本發明涉及中高壓變頻、柔性交流輸電以及HVDC
技術領域：
，特別是涉及三電平H橋(NPC/H橋)級聯逆變器直流側電容電壓的平衡控制。
背景技術：
：近年來，多電平逆變器被廣泛應用于高壓大功率場合中。其相對于傳統的兩電平逆變器，具有提高電壓和功率的應用等級、減小共模電壓輸出、在較低的開關頻率下具有很好的諧波性能等優勢。一般地，多電平逆變器主要有二極管鉗位、飛跨電容鉗位以及級聯H橋三種拓撲。其中，級聯H橋又可分為兩電平H橋級聯和三電平H橋(NPC/H橋)級聯。與二極管鉗位型和電容鉗位型拓撲相比，三電平H橋不需要許多鉗位電容和二極管，增加了系統的穩定性。與兩電平H橋級聯相比，則具有減少直流側電源數量、易于實現模塊化及集成化等優點。但是三電平H橋存在直流側電容電壓不平衡的問題，目前，采用的解決方案是用兩個6脈波整流裝置得到兩個獨立的直流電為每一相供電，這不僅增加了拓撲結構的復雜性，更增加了系統電路的成本，同時也弱化了三電平H橋的優勢。因此，對于三電平H橋，只有平衡直流側電容電壓才能確保系統高效、穩定、經濟地運行。中國專利文獻號201410474690.4公開了“一種三電平H橋變流器的直流電壓平衡控制方法”，將參考電壓與三角載波進行比較，根據比較結果生成左橋臂四個IGBT的脈沖信號，再將左橋臂的脈沖反向對稱賦給右橋臂。該方法雖然能平衡電容電壓，但是會影響變流器的輸出性能，且動態性能較差。技術實現要素：針對在使用三電平H橋級聯逆變器設備中直流側電容電壓不平衡，且相關解決算法存在動態響應能力差、輸出性能降低等問題，本發明的目的提供了一種三電平H橋五電平逆變器直流側電容電壓平衡控制方法。本發明所采用的技術方案是：建立五電平所有空間電壓矢量的數學模型，計算出各相的電流值，歸類分析各電壓矢量對電容中點電位的影響；利用SVPWM算法快速確定參考電壓的位置，并確定相應的平衡矢量和位置矢量；對三電平H橋五電平逆變器帶阻感負載系統進行離散化，并建立其開關、負載及直流側電容電壓數學模型；構建電壓預測控制的代價函數，對所選的平衡矢量和位置矢量尋優，將每個開關周期最優的電壓矢量對應的開關狀態輸出；與現有技術相比，既能保證逆變器的輸出性能，同時又可以有效平衡三相直流側電容電壓，且具有很強的動態性能，此外，每個開關周期尋優次數少、計算量小、效率高。該方法能夠應用于使用三電平H橋級聯型的設備如：靜態無功補償器(SVG)、有源濾波器(APF)、功率變換器(PCS)等。附圖說明圖1為本發明的流程示意圖；圖2是本發明的實施例的三相三電平H橋五電平逆變器拓撲結構示意圖，本發明中涉及的所有變量符號均已在圖2中標明；圖3所示為本發明的實施例的各輸出狀態下的單相三電平H橋五電平逆變器電路圖；圖4為電壓矢量簡化數學模型；圖5為五電平空間矢量圖；圖6為本發明預測控制算法的結構框圖；圖7是三相直流側電容電壓平衡仿真圖；具體實施方式下面結合附圖和實施例進一步說明本發明的技術方案；參閱圖2所示的三相三電平H橋五電平逆變器直流側電容電壓的平衡控制，采用本發明的技術方案；圖2所示拓撲結構每相可以輸出{Vdc，Vdc/2，0，-Vdc/2，Vdc}五種狀態，分別以狀態Sx＝{2、1、0、-1、-2}表示。三電平H橋五電平逆變器對應脈沖映射為：狀態“Vdc”對應“11000011”，狀態“Vdc/2”對應“11000110”，狀態“0”對應“01100110”，狀態“-Vdc/2”對應“01101100”，狀態“-Vdc”對應“00111100”；圖3所示為各狀態下的單相電路結構圖，Vdc/2和-Vdc/2會影響電容充放電，其余三個狀態對電容中點電位無影響；建立五電平所有空間電壓矢量的數學模型(簡化電路)，以12-1為例說明如圖4所示，同時計算出各相的相電流如公式(1)：式中，Vdc為直流側總電壓，VX1、VX2(X＝A、B、C)為各相兩電容電壓，|Z|為阻感值，ia、ib、ic為相電流值；按照步驟[0025]可以對所有電壓矢量進行分析并歸類，對電容電壓有影響的電壓總共有23類(221、212、122為一類)如表1所示，其中“↑”表示各相電容中點電位升高，“↓”表示各相電容中點電位降低，“-”表示各相電容中點電位保持不變。(其中021和0-2-1類的電壓矢量對電容中點電位影響非常小)；表1由步驟[0026]知，五電平所有的空間電壓矢量只有221、121、-2-2-1、-1-2-1這四類使得三相直流側電容中點電位下降，因此這四類電壓矢量可作為每個大扇區的平衡矢量，如表2所示；表2扇區平衡矢量Ⅰ-1-2-2,211,-1-1-2,221Ⅱ-1-1-2,221,-2-1-2,121Ⅲ-2-1-2,121,-2-1-1,122Ⅳ-2-1-1,122,-2-2-1,112Ⅴ-2-2-1,112,-1-2-1,212Ⅵ-1-2-1,212,-1-2-2,211利用基于g-h坐標系的SVPWM算法快速確定參考電壓Uf所在圖5空間矢量圖中的小三角形、小三角形的頂點矢量及其冗余矢量；由步驟[0026]中的表1可以判斷步驟[0028]中確定的電壓矢量對電容中點電位的影響，保留含有“1”或“-1”最少的電壓矢量。這樣，所選的電壓矢量最多只含有一個“1”或者“-1”。保留的電壓矢量作為位置矢量，與步驟[0027]中每個大扇區的平衡矢量一起構成本發明預測算法的尋優矢量；基于圖2所示的系統主電路圖及步驟[0022]的狀態對應關系，建立拓撲結構的開關數學模型，可得逆變器各相輸出電壓如公式(2)所示，則輸出電壓空間矢量如公式(3)所示，將式(2)代入式(3)得逆變器輸出空間電壓矢量如公式(4)：式中，Vdc為直流側總電壓，Sa、Sb、Sc為各相開關狀態，Vao、Vbo、Vco為各相輸出相電壓；γ＝2π/3，1+e2γj+e2γj＝0，為輸出的空間電壓矢量；建立系統的負載數學模型，三相阻感負載的空間電壓矢量如公式(5)，通過前向歐拉逼近代替式(5)負載電流倒數如公式(6)所示，由公式(5)、(6)得(k+1)時刻負載電流空間矢量如公式(7)所示：可由式(3)得到，則(k+1)時刻負載空間電壓矢量為公式(8)：上述公式中，R為電阻，L為電感系數，為負載空間電流矢量，和分別為k和(k+1)時刻負載空間電流矢量，和分別為k和(k+1)時刻負載空間電壓矢量，Ts為采樣周期，w為角頻率w＝2πf；建立三電平H橋直流側電容電壓數學模型，直流側電容電流及電容電壓表示如下公式(9)所示：其中，Cx1、Cx2為各相直流側兩電容，x＝a,b,c；式中各變量含義與圖2所示一致。將dVx1/dt與dVx2/dt進行離散化逼近得：將式(10)代入式(9)可得(k+1)時刻各相兩電容電壓值如公式(11)所示：式中，ixdc為直流側電源流出電流，ix1為流入主電路電流，ix2為流出電容中點電流，Vx1(k)、Vx2(k)為k時刻兩電容電壓，x＝a,b,c；由步驟[0031]中公式(8)和步驟[0032]中公式(11)可構造本發明電壓預測控制的代價尋優函數如公式(12)所示：J＝(|Uf_α-Uα(k+1)|+|Uf_β-Uβ(k+1)|)+λ(∑|Vx1(k+1)-Vx2(k+1)|)(12)其中，x＝a,b,c，Uf_α、Uf_β表示參考電壓Uf在α-β平面上的分量。Uα(k+1)、Uβ(k+1)為(k+1)時刻預測電壓在α-β平面的分量。Vx1(k+1)、Vx2(k+1)為(k+1)時刻每相兩電容電壓。式中第一項是對參考電壓的跟蹤，第二項是平衡直流側三相電容電壓。權重因子λ可以根據對參考電壓跟蹤和直流側電容電壓平衡的權衡進行確定；步驟[0029]中與參考電壓Uf相匹配的平衡矢量和位置矢量，由步驟[0033]公式(12)代價函數進行尋優，實現對參考電壓的跟蹤及直流側電容電壓的平衡控制，控制結構圖如圖6所示；圖7為三電平H橋五電平逆變器帶阻感負載的仿真波形，從圖中可以看出三相直流側電容電壓均得到有效平衡，且各電容電壓波動量小，說明本發明控制效果很好。本發明既實現了對參考電壓的有效跟蹤，保證了逆變器的輸出性能，同時又實現對三相電容電壓的有效平衡。此外，傳統MPC算法尋優次數多，計算量大，本發明每個開關周期尋優次數不超過10次，計算量大大減小，這是本發明的創新點。本
技術領域：
的普通技術人員應當意識到，以上的實施例僅是用來說明本發明，而并非用作對本發明的限定，只要在本發明的實質范圍內，對以上所述實施例的變化、變型都將落在本發明的權利要求范圍內。當前第1頁1 2 3