一種微型光伏并網逆變器和控制方法與流程
本申請涉及一種微型光伏并網逆變器和控制方法，能夠將來自光伏面板的直流電能轉化為與公共交流電網同頻同相的交流電能并注入公共電網，實現可循環清潔能源的利用與轉化。
背景技術：
目前，微型光伏并網逆變器的拓撲結構主要為正激和反激結構，其中正激結構需要去耦變壓器，元器件較多，成本較高，不適用于小功率使用和普及；反激結構由于其原邊漏感存在，在每個開關周期關斷時，原邊漏感產生的高壓脈沖尖峰容易造成元器件損壞，傳統的RCD(Resistance Capacitance Diode)箝位電路被應用于反激結構中，用來吸收漏感能量和高壓脈沖，但其是將此漏感能量轉化為熱能損失，效率較低。
現有技術中，主要包括以下兩種技術方案：
(1)中國專利申請的201210012195.2中公開了采用交錯并聯有源箝位的反激式光伏并網逆變器，該發明結構有助減小了輸出電流紋波，又實現了漏感能量吸收和有效利用，提高了效率，并改善了高頻電路的EMI特性。
(2)中國專利申請的201110186983.9中公開了一種太陽能光伏并網交錯并聯反激逆變器，降低了并網電流的THD。
上述兩種方案雖然有一定的實際效果，但均存在一些問題。例如，方案(1)中的有源箝位電路并聯于變壓器原邊，對該有源箝位電路的元器件特性要求比較高，箝位電容耐壓值高，箝位輔助開關管的耐壓值和驅動電路要求高。方案(2)中沒有針對反激中存在的漏感而設計的箝位電路，漏感容易造成器件損壞和系統效率降低。另外方案(1)和方案(2)中都采用了交錯并聯的結構，但是并沒有設置均衡調控兩路反激結構負載功率的功能，容易由于物理原因或者干擾導致兩路負載不均衡，某一路功率負載過大，損壞元器件或引起溫度升高而導致系統不穩定。
技術實現要素：
本發明的目的在于提供一種微型光伏并網逆變器和控制方法，以克服現有技術中的問題。
為實現上述目的，本發明提供如下技術方案：
本申請實施例公開一種微型光伏并網逆變器，將來自光伏面板的直流電能轉化為與公共交流電網同頻同相的交流電能并注入公共電網，所述逆變器包括依次連接在光伏面板和公共電網之間的功率解耦模塊、交錯并聯反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊，所述功率解耦模塊、交錯并聯反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊分別與控制單元連接，所述交錯并聯反激模塊包括兩路帶負載均衡和有源箝位功能的反激電路，該兩路反激電路的結構和參數相同，且在開關周期內，該兩路反激電路相互交替180°工作。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述反激電路包括實現有源箝位和負載均衡功能的電路單元。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，每路所述反激電路分別包括主開關管、箝位開關管、主變壓器，有源箝位電路和電流采樣器，所述主開關管置于電流采樣器和地之間，所述電流采樣器連接主變壓器和主開關管，所述有源箝位電路包括箝位電容和箝位輔助開關管，所述箝位電容置于主開關管的漏極和箝位開關管的漏極之間，所述箝位輔助開關管置于箝位電容和地之間。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，每路所述反激電路還包括輸出二極管和濾波電容，該輸出二極管和濾波電容置于變壓器副邊，連接后級部分。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述主開關管為N溝道金屬氧化物半導體場效應管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述箝位輔助開關管為P溝道的MOSFET。
優選的，上述P溝道MOSFET驅動電路相對于N溝道MOSFET較為容易，且箝位輔助開關管和箝位電容并聯于主開關管的漏源極兩側，相對于并聯于變壓器原邊兩測耐壓值較低，可降低成本。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述電流采樣器為電流互感器，所述電流互感器原邊連接主開關管和主變壓器，副邊連接采樣電阻。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述控制單元包括電流環和前饋電壓環雙環控制，所述電流環用以跟蹤和采樣電網電壓幅值和相位及輸出電壓與電流幅值相位，與參考電流值進行比較，經過電流補償，配合電壓前饋環節，得到控制反激部分占空比的參數，輸出到占空比控制器中，控制輸出與電網電壓同相位的電流。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器中，所述控制單元還包括負載均衡控制模塊，該負載均衡控制模塊在每個開關周期內根據兩路帶負載均衡的有源箝位反激拓撲輸出平均電流大小的差異，生成一個微小的變量，輸出到該路占空比控制器當中，改變兩路反激部分的驅動脈沖占空比，使兩路結構達到負載均衡的效果。
相應的，本申請還公開了一種微型光伏并網逆變器的控制方法，每路所述帶負載均衡的有源箝位反激拓撲中，在開關周期內，所述主開關管與箝位輔助開關管交替導通，逆變器工作于斷續模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器的控制方法中，在一個開關周期當中，當主開關管導通時，相對應箝位輔助開關管關閉，當主開關管關斷后，經過一段死區時間后相對應輔助開關管導通，下一次開關周期開始之前，相對應箝位輔助開關管關閉，經過一段死區時間后,主開關管導通，開始新的開關周期。
優選的，在上述的微型光伏并網逆變器的控制方法中，死區時間內兩路帶負載均衡和有源箝位特性的反激電路均不工作，死區時間大于主開關管開啟時間最大值和箝位輔助開關管關斷時間最大值之和，小于變壓器原邊漏感與箝位電容諧振周期的四分之一。
與現有技術相比，本發明的優點在于：
(1)、本發明交錯并聯的反激拓撲具有有源箝位和負載均衡特性，有源箝位電路不僅能夠在反激主開關關斷時，將反激主開關的漏源電壓箝置在一個安全范圍內，保證了反激主開關的安全，而且收集并循環利用變壓器原邊漏感的能量，提高了整體系統的效率；
(2)、本發明的交錯并聯兩路反激電路在開關周期內交替工作，可以有效減小變壓器體積和增大功率密度，有效減少了元器件數量，減小了輸出電流紋波，減小了耦合電容體積，減少了成本，更加適合應用分布式光伏發電和光伏建筑一體化應用；
(3)、本發明的交錯并聯反激拓撲中的負載均衡特性能夠實時調整兩路反激電路的輸出電流大小，避免了因物理參數差異或干擾造成的負載不均衡，進而引起熱量溫度上升，損壞了系統。該特性有效保護了元器件，提高了系統的穩定性。
(4)、本發明中的反激部分工作于DCM模式下，只需控制反激部分主開關管驅動脈沖的占空比根據電網電壓的相位和參考電流的幅值變化，即可輸出與電網電壓同頻同相的電流，控制簡單，成本低，易于實現。
附圖說明
為了更清楚地說明本申請實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本申請中記載的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1所示為本發明具體實施例中微型光伏并網逆變器的原理方框圖；
圖2所示為本發明具體實施例中帶負載均衡和有源箝位特性的交錯并聯反激部分的電路圖；
圖3所示為本發明具體實施例中反激拓撲結構工作原理波形圖；
圖4所示為本發明具體實施例中帶負載均衡和有源箝位特性的反激部分工作在DCM模式的原理示意圖；
圖5所示為本發明具體實施例中逆變器的整體控制原理示意圖；
圖6所示為本發明具體實施例中PI(Proportional Integral)控制原理的框圖；
圖7所示為本發明具體實施例中控制兩路反激結構電流負載均衡的控制原理的框圖；
圖8所示為本發明具體實施例中帶負載均衡的交錯并聯有源箝位反激部分的開關管驅動控制示意圖。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行詳細的描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
結合圖1所示，微型光伏并網逆變器，將來自光伏面板的直流電能轉化為與公共交流電網同頻同相的交流電能并注入公共電網，該逆變器功率輸出最大可達250瓦，屬于小功率范圍，每個反激部分可承受最大功率不超過200瓦。
逆變器包括依次連接在光伏面板和公共電網之間的功率解耦模塊、交錯并聯反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊，功率解耦模塊、交錯并聯反激模塊、全橋逆變模塊和LC濾波模塊分別與控制單元連接，交錯并聯反激模塊包括兩路反激電路，該兩路電路拓撲、元器件及參數相同，在開關周期內，相互交替180°工作。
該技術方案中，該逆變器采用的是帶負載均衡和有源箝位特性的交錯并聯反激模塊，輸出最高功率不超過250瓦，適合分布式光伏發電系統和光伏建筑一體化應用。
該技術方案中，相對于傳統的正激電路，反激電路不需要去耦變壓器，減少了元器件數量和體積，節省了成本和占用空間，更加適合于小功率應用。
相對于傳統反激拓撲結構中采用的RCD箝位電路將變壓器原邊漏感能量以熱量形式釋放，提高了系統溫度，降低了效率，也縮短了系統的壽命，本發明所采用交錯并聯的有源箝位反激拓撲能夠有效提高系統效率，不會引起溫度升高，減小了系統紋波，延長了系統壽命。
圖2是所示為帶負載均衡和有源箝位的交錯并聯反激結構200，該反激結構200由兩個硬件結構相同的帶負載均衡和有源箝位特性的反激拓撲部分201和202組成，其中兩個反激拓撲部分在一個開關周期內交錯180°輪流工作，兩個反激拓撲部分交替工作中間有死區時間，死區時間內兩反激部分均不工作，死區時間大于主開關管開啟時間最大值和箝位輔助開關管關斷時間最大值之和，小于變壓器原邊漏感與箝位電容諧振周期的四分之一。
每一路帶負載均衡和有源箝位特性的反激拓撲結構由主反激部分、有源箝位部分和電流采樣部分組成，以第一部分帶負載均衡特性的有源箝位反激拓撲部分201為例，主要由變壓器TR1，電流互感器CT1，電流采樣電阻R1,反激主開關管Q1，箝位電容Cclamp1和箝位開關管Q2以及與主變壓器副邊相連接的輸出二極管D1和濾波電容C1組成，此處為了說明方便，將變壓器原邊線圈漏感以單獨元件Lleakage1表示出來。
其中，主反激部分變壓器TR1連接光伏面板和后極輸出，有能量變換和隔離的作用，電流互感器CT1原邊置于變壓器原邊和反激主開關管Q1之間，電流采樣電阻R1置于電流互感器CT1副邊連接后級處理電路，反激主開關管Q1置于變壓器CT1和地之間，輸出二極管D1和濾波電容C1置于變壓器TR1副邊，連接后級部分。有源箝位部分箝位電容Cclamp1連接反激主開關管漏極和箝位輔助開關管Q2漏極，箝位輔助開關管Q2置于箝位電容Cclamp1和地之間。
進一步地，反激主開關管Q1使用耐高壓，耐大電流的N溝道MOSFET實現反激部分主電路的通斷。
進一步地，有源箝位電路輔助開關管使用P溝道的MOSFET控制通斷，其與本路反激主開關交替導通。
該技術方案中，相對于單獨的一路反激結構，由于工作在開關切換狀態，輸出紋波較大，需要用較大容量和體積的濾波電容，且當紋波較大時，易引起溫度上升，降低系統安全性和效率。本發明采用的帶負載均衡的交錯并聯有源箝位的兩路反激拓撲結構，兩路反激結構在一個開關周期內，交錯180度交替工作，這樣輸出的等效紋波大大減小，可有效減小濾波電容體積和提高系統效率和壽命。
結合圖3所示，在一個開關周期內，反激主開關管Q1和箝位開關管Q2也是交替工作，中間一段死區時間，死區時間內兩管不導通。反激主開關管Q1導通時，變壓器磁芯T1儲存能量，次級側二極管D1反向截止不導通，當主開管管Q1關斷時，次級二極管D1正向導通，變壓器TR1存儲的能量傳遞到次級側，原邊漏感Lleakage1與箝位電容Cclamp1發生了諧振，此時電流從漏感流向箝位電容，箝位電容充電，收集漏感釋放的能量，當箝位輔助開關管Q2打開時，此時，儲存在箝位電容Cclamp1中的能量開始釋放能量，電流改變流動方向，開始由箝位電容流出，箝位電容內存儲的能量也循環釋放到次級側負載，有效利用了漏感能量，減少了能量的損失，提高了系統效率，并且由于箝位電容的作用，反激主開關管在關斷時漏源級電壓被箝位在一個安全值以內，有效保護了主開關管，提高了系統的安全性。
該技術方案中，通過有源箝位電路能實現更高的效率，另外兩路反激交替工作，可以有效減少輸出的紋波，可以減小濾波電容體積和容量，提高系統的壽命。
該技術方案中，反激電路正常工作時，主開關關斷時由于變壓器原邊漏感會產生的高脈沖電壓，本發明所采用的有源箝位電路，可在反激主開關關斷后打開，利用箝位電容箝位電壓，使反激主開關的漏源間電壓值處于安全范圍內，有效保護了反激主開關，并利用漏感和箝位電容諧振可以有效收集和循環利用漏感存儲的能量，提高了整體效率。
結合圖4所示，反激部分工作于DCM下，即每個開關周期內，原邊勵磁電感電流都會回到零電流點。
為了分析說明DCM模式的工作原理，假設光伏組件的輸出功率保持不變，電路已經進入穩態。同時假設反激逆變器的輸入電容足夠大，可以忽略輸入電壓的紋波。當反激逆變器原邊主開關管Q1導通時，變壓器勵磁電感Lm電流從零開始上升。導通時間ton結束時的電流峰值ip,peak可以表示為：
其中，θg是電網電壓的相位角，Vpv是反激逆變器的輸入電壓，即光伏面板輸出電壓，Lm是變壓器的勵磁電感。
當原邊主開關Q1關斷后，儲存在勵磁電感中的能量轉移到了變壓器的副邊，副邊二極管的電流開始下降。理想情況下電網電壓vg可以為：
其中Vg是電網電壓的有效值，那么二極管電流下降到零所需要的時間toff可以表示為：
其中N是變壓器副邊匝數與原邊匝數之比。根據式(Ⅰ)和(Ⅲ)，一個開關周期內變壓器副邊電流的平均值可以表示為：
由上式可以看出只要主開關Q1的導通時間ton隨著相位角以正弦形式變化，就可以保證并網電流的正弦化。因此，主開關Q1的占空比可以表示為：
其中Dp是半個工頻周期內占空比d的峰值。通過控制Dp的大小可以控制并網電流的大小。
該技術方案中，反激拓撲工作于電流DCM下，相對于斷續和臨界(BCM,Boundary ConductionMode)混合模式下，需要時刻關注功率變化計算進而判斷進入DCM模式或BCM模式，DCM模式具有控制簡便，易于實現的特點，只需控制兩路反激主開關的驅動波形的占空比按照電網電壓相位和參考電流幅值變化，即可完成反激輸出電流跟隨電網電壓頻率和相位的要求。
結合圖5所示，整個系統控制環500由電流環和前饋電壓環組成，其中電流環501主要用來跟蹤和采樣電網電壓幅值和相位及輸出電壓與電流幅值相位，與參考電流值進行比較，經過調節即電流補償502，配合電壓前饋環節503，控制輸出與電網電壓同相位的電流，整個反激逆變器部分工作于電流DCM模式，可減小開關損且控制方法簡便，易于控制和實現，實現成本相對于DCM&BCM較低；電壓環和電流環共同實現光伏面板電壓采樣和輸出功率采樣，配合算法實現MPPT功能。負載均衡部分504主要用來檢測和控制兩個并聯的有源箝位反激部分的工作狀況，保持兩路電流的均衡。
結合圖6所示，整個PI控制環路由電流環和電壓前饋兩部分組成，實時采樣的輸出電流值Iac與軟件參考電流值Iref相比較，經過PI控制后再與電壓前饋相比較，得到控制反激部分占空比的參數，輸出到占空比控制器中。
結合圖7所示，是負載均衡控制原理圖，串聯于電路中的電流互感器CT1和CT2實時檢測出兩路反激部分輸出平均電流，相比較，當發現出現差異時，表明兩路反激電路出現不均衡的狀況，該電流差值會進入一個PI控制環路，生成一個微小的變量，輸出到占空比控制器當中，改變兩路反激部分的驅動脈沖占空比。這樣可以使由于物理特性或者干擾等情況造成某一路電流過大或過小，造成系統工作不正常，造成溫度升高，損壞系統。該負載均衡控制可以保證系統在安全高效的情況下穩定工作。
該技術方案中，本案采用的帶負載均衡模塊具有調節負載均衡的特性，即控制系統檢測兩路反激電路的平均輸出電流，當檢測到由于物理特性或者干擾等原因造成兩路反激電路輸出電流不一致時，會產生一個微調量，該微調量會進入產生驅動脈沖的控制當中，使兩路驅動脈沖的占空比寬度發生相反的變化，即檢測到輸出電流較大的路占空比略微減小，輸出電流較小的路占空比略微增大。負載均衡特性保證了兩路反激結構的功率均衡，避免了因為功率不均衡造成的溫度升高或元器件損壞，極大的提高了系統的穩定性。
結合圖8所示，來自PI控制器和負載均衡控制器的參數會相加得到的值得到控制占空比的參數，然后與三角載波信號進行比較，且兩部分的三角載波信號頻率和幅度一致，單相位相差180度，比較后得到兩路反激部分主開關管的驅動信號，每一路反激部分有源箝位輔助開關管的驅動波形與本路反激主開關管的驅動波形幅值大小和頻率相同，相位相差180度。
通過工作波形圖可知：箝位電壓和反激輸出電流的包絡都是為100Hz的半正弦波形；在反激主開關管關斷瞬間，會有一個由于漏感產生的一個高脈沖電壓，但由于有源箝位的存在，箝位電容將該電壓值箝位控制在一個安全的范圍內；兩路反激工作效果相同，都輸出相同頻率和幅值的半正弦波電流。
對于本發明所涉及的微型光伏并網逆變器，由于適合大部分光伏面板的電壓和功率應用，用戶只需將此微型逆變器固定安置在光伏面板后側，連接光伏面板和公共電網，開啟開關便可使用該系統，所以具有可以盡可能簡單地實現能量轉換的效果。
需要說明的是，而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
以上所述僅是本申請的具體實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本申請原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本申請的保護范圍。
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