本實用新型涉及導航類產品電源，特別涉及便攜式塔康設備的電源單元，具體涉及一種基于反向DC/DC控制器的反向升壓電路。
背景技術：
：在各種電力電子技術的應用中，均需要各種電源為設備提供動力。在電源的研發及生產中，某型號產品需要-80V電壓供電，這就需要提供產生-80V電壓的解決方案。常規的反向升壓電路采用555芯片產生振蕩，控制開關器件（三極管）的導通與截止，后級使用變壓器搭建負極性全波整流電路，其結構復雜，體積偏大，效率較低，輸出電壓精度較低，紋波偏大，致使該升壓電源面臨更新換代。因此，上述問題成為本領域的電源研發人員所要研究和解決的課題。技術實現要素：本實用新型的目的是為了克服現有技術存在的輸出電壓精度低，效率較低，紋波偏大，維修困難等問題，特別提供一種基于反向DC/DC控制器的反向升壓電路。通過采用成熟的DC/DC電壓轉換控制芯片，實現電壓轉換功能，設計出技術先進、工作穩定、精度高，效率高，紋波小的反向升壓電路，滿足便攜式塔康設備的使用需求。本實用新型為實現上述目的所采取的技術方案是：一種基于反向DC/DC控制器的反向升壓電路，其特征在于：所述的反向DC/DC控制器采用型號為LTC3863的DC/DC電壓轉換控制芯片N2、所述的反向升壓電路包括LTC6900小功率低頻振蕩器N1、P溝道MOSFET管M1和肖特基二極管D1，小功率低頻振蕩器N1的3腳通過電阻R2與小功率低頻振蕩器N1的1腳連接后接+5V電源，小功率低頻振蕩器N1的2腳接地，小功率低頻振蕩器N1的5腳連接至控制芯片N2的1腳，控制芯片N2的2腳、4腳、6腳分別連接電阻R5的一端、電容C6的一端、電阻R6的一端，電阻R6的另一端通過電容C1與電阻R5和電容C6的另一端連接后接地，控制芯片N2的3腳接地；控制芯片N2的9腳通過電容C2連接控制芯片N2的11腳以及電容C8和電容C7的一端后接輸入電壓Vin端，電容C8和電容C7的另一端連接后接地；控制芯片N2的12腳接P溝道MOSFET管M1的柵極，控制芯片N2的11腳通過電阻R1與控制芯片N2的10腳連接后接P溝道MOSFET管M1的漏極，P溝道MOSFET管M1的源極與肖特基二極管D1的負極連接后通過電感L1接地；控制芯片N2的5腳和7腳分別連接電容C5的兩端，然后又分別連接電阻R4的兩端，同時控制芯片N2的7腳又通過電阻R3與續流二極管D1的正極以及電容C3、電容C11、電容C4、電容C9和電容C10的一端連接，連接后作為輸出電壓Vout端，電容C3、電容C11、電容C4、電容C9和電容C10的另一端連接后接地。本實用新型所產生的有益效果是：將本設計應用于便攜式塔康設備，為設備中的天線低頻調制單元提供-80V的高壓供電，電路結構簡單，工作穩定，便于維護。附圖說明圖1為本實用新型的-80V/80mA輸出電路原理圖；圖2為本實用新型的-80V/80mA輸出仿真結果曲線圖；圖3為電阻R1=33.2mΩ，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖4為電阻R1=16.2mΩ，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖5為電容C6=0.01μF，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖6為電容C6=1μF，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖7為電感L1=10μH，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖8為電感L1=47μH，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖9為電容C3=10μF，電容C11=10μF，其余器件不變的仿真結果曲線圖；圖10為電容C3=47μF、電容C11=47μF，其余器件不變的仿真結果曲線圖。具體實施方式為了更清楚的理解本實用新型，以下結合附圖和實施例進行詳細描述：參照圖1，反向DC/DC控制器采用型號為LTC3863的DC/DC電壓轉換控制芯片N2、所述的反向升壓電路包括LTC6900小功率低頻振蕩器N1、P溝道MOSFET管M1和肖特基二極管D1；小功率低頻振蕩器N1的3腳通過電阻R2與小功率低頻振蕩器N1的1腳連接后接+5V電源，小功率低頻振蕩器N1的2腳接地，小功率低頻振蕩器N1的5腳連接至控制芯片N2的1腳，控制芯片N2的2腳、4腳、6腳分別連接電阻R5的一端、電容C6的一端、電阻R6的一端，電阻R6的另一端通過電容C1與電阻R5和電容C6的另一端連接后接地，控制芯片N2的3腳接地；控制芯片N2的9腳通過電容C2連接控制芯片N2的11腳以及電容C8和電容C7的一端后接輸入電壓Vin端，電容C8和電容C7的另一端連接后接地；控制芯片N2的12腳接P溝道MOSFET管M1的柵極，控制芯片N2的11腳通過電阻R1與控制芯片N2的10腳連接后接P溝道MOSFET管M1的漏極，P溝道MOSFET管M1的源極與肖特基二極管D1的負極連接后通過電感L1接地；控制芯片N2的5腳和7腳分別連接電容C5的兩端，然后又分別連接電阻R4的兩端，同時控制芯片N2的7腳又通過電阻R3與續流二極管D1的正極以及電容C3、電容C11、電容C4、電容C9和電容C10的一端連接，連接后作為輸出電壓Vout端，電容C3、電容C11、電容C4、電容C9和電容C10的另一端連接后接地。本設計主要由基于LTC3863的DC/DC電壓轉換控制芯片（以下簡稱“LTC3863芯片”）、LTC6900小功率低頻振蕩器、P溝道MOSFET管、肖特基二極管及濾波電路構成。LTC3863是LINEAR公司推出的一款反向升降壓DC/DC變換器控制芯片，廣泛應用于工業自動化電源，通信電源，分布式電源系統等領域。本設計工作原理：由LTC6900小功率低頻振蕩器產生440KHz方波，為LTC3863芯片提供穩定的工作頻率。經LTC3863芯片的12腳，控制P溝道MOSFET管的導通與截止，后級應用升壓電路實現該電源的基本功能。輸出電壓通過設置反饋分壓電阻R3、R4來配置，從而實現滿足如下技術指標的反向升壓電源：輸入電壓范圍（VIN）：12V～18V；輸出電壓（VOUT）：-80V；最大輸出電流（IOUT（MAX））：80mA；開關頻率：440kHz。LTC3863芯片共13個引腳，下面對它的13個外部引腳進行介紹：PLLIN/MODE（PIN1）：外部參考時鐘輸入和脈沖模式使能/失能引腳。當有外部時鐘應用到該引腳，內部鎖相環將使接通柵極驅動信號的沿與外部時鐘上升沿同步。當沒有外部時鐘應用到該引腳，這個輸入在輕載期間終止工作。此引腳懸空，選擇低IQ（40μA）脈沖模式工作。此引腳接地，選擇無脈沖模式工作。FREQ（PIN2）：開關頻率設置輸入引腳。開關頻率通過在FREQ引腳與SGND引腳之間連接的外部電阻進行設置。LTC3863芯片內部具有一個20μA的電流源，通過連接的外部電阻產生一個電壓設置內部振蕩器頻率。可按以下兩種情況應用，該引腳可以被直接驅動通過一個直流電壓設置振蕩器頻率。該引腳接地選擇350KHz的固定工作頻率，該引腳懸空選擇535KHz固定工作頻率。SGND（PIN3）：為模擬元件小信號提供參考地。SS（PIN4）：軟啟動。LTC3863芯片的此引腳與地之間接一電容，設置斜波上升速率，典型時間給SS引腳達到的調節水平為：………………………………（式1）VFB（PIN5）：誤差放大器反相輸入端，從輸出電壓接一電阻分壓器至此端以設置輸出電壓值。該引腳內部參考電壓值為0.8V。ITH（PIN6）：電流控制門限及控制器補償引腳。此引腳是誤差放大器的輸出端和開關調節的補償引腳。電壓范圍在0V到2.9V之間。VFBN（PIN7）：反相PWM控制器的反饋輸入引腳。在輸出端到VFB之間的電阻分壓器的中心連接到VFBN引腳。VFBN理論電壓值為0V。RUN（PIN8）：數字啟動控制輸入引腳。啟動電壓超過1.26V正常工作，當電壓低于1.26V關斷控制器。一個內部0.4μA電流源上拉到該引腳。此引腳可以連接一個高達60V的外部電源。CAP（PIN9）：柵極驅動（-）供給引腳。一個至少0.1μF的低ESR（等效串聯電阻）的陶瓷旁路電容，并聯到Vin引腳到此引腳，為內部調整器提供旁路電容。SENSE（PIN10）：電流檢測輸入引腳。在Vin引腳和SENSE引腳之間設置一個大電流限制。峰值感應電流限制在95mV/RSENSE。Vin（PIN11）：芯片電源輸入引腳。在此引腳到底之間應連接一個最小0.1μF的旁路電容。為了達到性能更優，在靠近Vin引腳的位置使用一個低ESR（等效串聯電阻）陶瓷電容。GATE（PIN12）：外部P溝道MOSFET柵極驅動輸出引腳。當輸入電壓高于8V時，柵極驅動偏壓（Vin-VCAP）調節到8V。當（Vin-VCAP）低于3.5V時，柵極驅動失效。PGND（PIN13）：電源的參考地。此引腳必須單獨的在電路板上進行電氣連接，僅在一點上使用PCB信號線連接電源地及信號地。基于LTC3863控制芯片的反向升壓電路詳細設計如下：1.輸出電壓設計輸出電壓由反饋分壓電阻R3、R4來配置，LTC3863控制芯片的5腳為參考電壓0.8V，該電路要求-80V電壓輸出，可計算出電阻R3與R4的比值為100，現設計R3=499kΩ、R4=4.99kΩ，可滿足輸出電壓為-80V。2.開關頻率及同步時鐘表1列出FREQ引腳與PLLIN/MODE引腳在不同情況下的工作頻率情況。表1FREQ引腳PLLIN/MODE引腳頻率直接接地直流電壓350kHz懸空直流電壓535kHz接電阻到地直流電壓50kHz到850kHz以上任意情況外部時鐘外部時鐘鎖定相位本設計電阻R5為64.9kΩ，PLLIN/MODE引腳接外部時鐘，外部時鐘選用LTC6900小功率低頻振蕩器產生。3.電感選擇該電路考慮在輸入電壓最大為18V，輸出滿負荷0.08A的情況下，計算得出電感L1max為191μH，通常選擇電感L1為10~68μH之間，本設計選擇電感L1=22μH。計算在最小輸入電壓12V下，產生的紋波電流為ΔIL=1.08A。計算連續/非連續模式邊界輸出電流，得出IOUT（CDB）=0.184A。計算最大的電感峰值電流發生在最小輸入電壓和滿負載情況下，得出IL（PEAK_MAX）=1.16A。4.設置電阻R1的阻值設置電阻R1的阻值，考慮設計50%的余量，可計算出電阻R1=54.6mΩ，本設計選擇電阻R1=49.9mΩ。在電阻R1=49.9mΩ情況下，計算出峰值電感電流限定在1.9A；選擇電感值的額定電流需大于1.9A。輸出電流極限通過峰值電感電流極限和最小輸入電壓計算得出ILIMIT（MIN）=0.177A，因此最大輸出電流應限制在0.177A，是額定輸出電流0.08A的兩倍多。如果需要更高的輸出電流限制，只需減小電阻R1的阻值即可。5.設計C2電容值電容C2的容值由軟啟動時間tSS決定，計算當tss=8ms時，電容C2選取0.1μF的電容值。6.P溝道MOSFET管的選擇本設計選取的P溝道MOSFET管型號為IRF9640，IRF9640的VDS=-200V，RDS（ON）=0.5Ω（VGS=-10V時），具備快速開關的功能，可以滿足本設計要求。7.選擇肖特基二極管二極管的反向耐壓值應大于（18V+80V），本設計選取的肖特基二極管型號為MURS120，它的反向耐壓為200V，正向導通電流最大達2A，滿足本設計要求。如圖2所示，根據圖1的電路通過軟件仿真，得出的仿真結果可以看出輸出電壓由0V逐漸下降，在大約33ms時，輸出電壓達到-80V，建立了穩定狀態。如圖3、圖4所示：分別為R1=33.2mΩ和R1=16.2mΩ的仿真結果。適當減小電阻R1的值可以提高輸出電流限制，但通過對圖2、圖3、圖4的分析，可以發現電阻R1的值越小，建立穩定狀態的時間越短，即輸出電壓從0V下降到-80V的速度越快。由圖可知，當電阻R1=49.9mΩ時，建立穩定狀態的時間為33ms；當電阻R1=33.2mΩ時，建立穩定狀態的時間為12ms；當電阻R1=16.2mΩ時，建立穩定狀態的時間為8ms，但建立穩定狀態初始時的紋波峰峰值會更大。根據實際使用情況，我們并不需要迅速達到穩定狀態，通常在幾十毫秒均可以接受，但卻要求更小的紋波噪聲。因此，本設計選擇R1=49.9mΩ的設計，甚至略大些是合適的，而減小電阻R1的值是不明智的。如圖5、圖6所示：分別為電容C6=0.01μF和電容C6=1μF的仿真結果。由圖2和圖5的仿真結果可以看出在電容C6=0.1μF或C6=0.01μF時差異并不明顯，而圖5中電容C6=0.01μF時，在建立穩定狀態的過程中出現了波動（5ms處），并不像圖2中電容C6=0.1μF時的建立穩定狀態時的波形，非常平滑。由圖6的仿真結果可以看出，仿真時間為50ms，然而到達50ms時輸出電壓剛下降到-50V，下降曲線接近于一次函數，可以得出，到達80ms左右時，電壓可以達到-80V的穩定狀態，但我們認為80ms的啟動時間較長。本設計選擇電容C6為0.1μF，或者選擇非常接近0.1μF的電容值是合適的。如圖7、圖8所示：分別為電感L1=10μH和電感L1=47μH的仿真結果，由圖7的仿真結果可以看出，適當減小電感L1的電感值后，達到穩定狀態的時間延長，約為50ms。同時電感L1=10μH的紋波噪聲偏小些。由圖8的仿真結果可以看出，適當增大電感L1的電感值后，達到穩定狀態的時間縮短，約為15ms，對其他狀態并未產生明顯影響。綜合上述分析得：適當增大或減小電感L的電感量，基本不影響穩定的-80V直流電壓輸出，可以選擇其他電感值來滿足設計要求。改變電感值后，如對啟動時間和紋波噪聲等指標造成影響，可通過配調其他元器件來使設計達到最優的狀態。本設計選取的電感L1=22μH是相對合適的。圖9、圖10所示：分別為電容C3=10μF，電容C11=10μF與電容C3=47μF，電容C11=47μF時的仿真結果。電容C3和電容C11為輸出濾波電解電容。本設計采用電容C3=22μF、電容C11=22μF電解電容并聯。由圖9的仿真結果可以看出，當輸出濾波電解電容為10μF時，建立穩定狀態的時間約為17ms，輸出紋波較小，總體輸出結果變化不大。由圖10的仿真結果可以看出，當輸出濾波電解電容為47μF時，在建立穩定狀態的過程中產生小的不穩定波動，同時啟動時間達到將近80ms。對該電路繼續進行擴展分析，我們可以得出如下結論：適當減小輸出濾波電容的容值對電路建立穩定狀態無較大影響，但輸出濾波電解電容值越小濾波效果越差；適當增加輸出濾波電解電容的容值，會使得電路建立穩定狀態的過程中出現不穩定因素。如果繼續加大輸出電容值，將會有一點使得電路無法正常輸出-80V。即電路輸出端有一個最大容性負載的限制。設計時輸出端濾波電解電容不應超過最大容性負載的限制。根據上述說明，結合本領域技術可實現本設計的方案。當前第1頁1 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