一種單級隔離功率因數校正電路的制作方法

本實用新型涉及集成電路設計技術領域，具體涉及一種單級隔離功率因數校正電路。

背景技術：

目前帶電氣隔離的功率因數校正轉換器一般是由兩級功率轉換級組成：前面一級為全橋整流后通過升壓轉換器來控制輸入電流跟隨輸入電壓波形來實現功率因數校正。后面再增加一級DC/DC轉換器來實現電氣隔離以及調壓。這種結構的電路可以有效的功率因數校正以及實現比較好的效率，但是由于它存在多級轉換，造成成本較高，而且升壓轉換器輸出電容較大，存在較大的浪涌電路。

目前有人提出使用Flyback 和SEPIC的拓撲來實現單級隔離AC-DC功率因數校正轉換器。但是這些單級隔離PFC轉換器只適合小功率，而為降低輸入電流諧波分量，這些拓撲電路需要增加額外線路才能實現，這也就增加了復雜性和成本。

技術實現要素：

本實用新型的目的是針對現有技術中的上述不足，提供了一種電路結構簡單，成本低，高效率，性能可靠的單級隔離功率因數校正電路。

本實用新型的目的通過以下技術方案實現：一種單級隔離功率因數校正電路，包括有橋式模塊、功率因數電感Lp、變壓器T、隔直電容Cp、諧振電感Lr、阻尼模塊、第一鉗位模塊、開關管Q1以及輸出模塊；

所述橋式模塊的輸入端與交流電連接；所述橋式模塊的一個輸出端通過功率因數電感Lp與變壓器T初級線圈的一端連接；所述橋式模塊的一個輸出端通過阻尼模塊與諧振電感Lr的一端連接；所述諧振電感Lr的另一端與變壓器T初級線圈的另一端連接；

所述隔直電容Cp的一端與諧振電感Lr的一端連接，隔直電容Cp的另一端與橋式模塊的另一個輸出端連接；

所述開關管Q1的漏極與變壓器T初級線圈的一端連接，開關管Q1的源極與橋式模塊的另一個輸出端連接；

所述第一鉗位模塊的一端與變壓器T初級線圈的一端連接，第一鉗位模塊的另一端與橋式模塊的另一個輸出端連接；

所述輸出模塊與變壓器T次級線圈連接。

本實用新型進一步設置為，第一鉗位模塊包括有二極管D1、MOS管Q2以及鉗位電容C2；所述MOS管Q2的源極與變壓器T初級線圈的一端連接，MOS管Q2的漏極通過鉗位電容C2與橋式模塊的另一個輸出端連接；所述二極管D1的正極與MOS管Q2的源極連接，二極管D1的負極與MOS管Q2的漏極連接。

一種單級隔離功率因數校正電路，包括有功率因數電感Lp、變壓器T、隔直電容Cp、諧振電感Lr、阻尼模塊、第二鉗位模塊、開關管Q3、開關管Q4以及輸出模塊；

所述功率因數電感Lp的一端與交流電輸入源的一端連接，功率因數電感Lp的另一端與變壓器T初級線圈的一端連接；所述功率因數電感Lp的一端通過阻尼模塊與諧振電感Lr的一端連接；所述諧振電感Lr的另一端與變壓器T初級線圈的另一端連接；

所述隔直電容Cp的一端與諧振電感Lr的一端連接，隔直電容Cp的另一端與交流電輸入源的另一端連接；

所述開關管Q3的漏極與變壓器T初級線圈的一端連接，開關管Q3的源極與開關管Q4的源極連接；所述開關管Q4的漏極與交流電輸入源的另一端連接；

所述第二鉗位模塊的一端與變壓器T初級線圈的一端連接，第二鉗位模塊的另一端與交流電輸入源的另一端連接；

所述輸出模塊與變壓器T次級線圈連接。

本實用新型進一步設置為，所述第二鉗位模塊包括有MOS管Q5、MOS管Q6以及鉗位電容C2；所述MOS管Q5的源極與變壓器T初級線圈的一端連接，MOS管Q5的漏極與MOS管Q6的源極連接；所述MOS管Q6的漏極通過鉗位電容C2與交流電輸入源的另一端連接。

本實用新型進一步設置為，所述鉗位電容C2并聯有翻轉模塊；所述翻轉模塊包括有電感L1、三極管D2以及三極管D3；所述電感L1的一端與鉗位電容C2的一端連接；所述電感L1的另一端與三極管D2的集電極連接；所述三極管D2的發射極與三極管D3的發射極連接；所述三極管D3的集電極與鉗位電容C2的另一端連接。

本實用新型進一步設置為，所述阻尼模塊包括有電阻Rd以及電感Ld；所述電感Ld的一端與功率因數電感Lp的一端連接；所述電感Ld的另一端與電阻Rd的一端連接；所述電阻Rd的另一端與諧振電感Lr的一端連接。

本實用新型進一步設置為，所述輸出模塊包括有電感L2、電容CL1、電容CL2、電容C2、電阻R1以及由二極管Ds1、二極管Ds2、二極管Ds3、二極管Ds4組成的整流橋；所述變壓器T的次級線圈的兩個端口分別與整流橋的兩個輸入端連接；所述整流橋的一個輸出端通過電容CL1與整流橋的另一個輸出端連接；所述整流橋的一個輸出端與電感L2的一端連接；所述電感L2的另一端通過電阻R1與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的另一端通過電容CL2與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的一端通過電容C2與電阻R1連接。

本實用新型的有益效果：與傳統的帶電氣隔離的多級功率因數校正轉換電路相比，本實用新型通過較少的電子元器件即可實現單級電氣隔離與功率因數校正的功能，具有成本低、效率高、電路結構簡單的優點。

附圖說明

利用附圖對實用新型作進一步說明，但附圖中的實施例不構成對本實用新型的任何限制，對于本領域的普通技術人員，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據以下附圖獲得其它的附圖。

圖1是本實用新型實施例1的電路圖；

圖2是本實用新型實施例2的電路圖。

具體實施方式

結合以下實施例對本實用新型作進一步描述。

實施例1；

由圖1可知；本實施例所述的一種單級隔離功率因數校正電路，包括有橋式模塊、功率因數電感Lp、變壓器T、隔直電容Cp、諧振電感Lr、阻尼模塊、第一鉗位模塊、開關管Q1以及輸出模塊；所述橋式模塊的輸入端與交流電連接；所述橋式模塊的一個輸出端通過功率因數電感Lp與變壓器T初級線圈的一端連接；所述橋式模塊的一個輸出端通過阻尼模塊與諧振電感Lr的一端連接；所述諧振電感Lr的另一端與變壓器T初級線圈的另一端連接；所述隔直電容Cp的一端與諧振電感Lr的一端連接，隔直電容Cp的另一端與橋式模塊的另一個輸出端連接；所述開關管Q1的漏極與變壓器T初級線圈的一端連接，開關管Q1的源極與橋式模塊的另一個輸出端連接；所述第一鉗位模塊的一端與變壓器T初級線圈的一端連接，第一鉗位模塊的另一端與橋式模塊的另一個輸出端連接；所述輸出模塊與變壓器T次級線圈連接。

所述第一鉗位模塊包括有二極管D1、MOS管Q2以及鉗位電容C2；所述MOS管Q2的源極與變壓器T初級線圈的一端連接，MOS管Q2的漏極通過鉗位電容C2與橋式模塊的另一個輸出端連接；所述二極管D1的正極與MOS管Q2的源極連接，二極管D1的負極與MOS管Q2的漏極連接。

所述鉗位電容C2并聯有翻轉模塊；所述翻轉模塊包括有電感L1、三極管D2以及三極管D3；所述電感L1的一端與鉗位電容C2的一端連接；所述電感L1的另一端與三極管D2的集電極連接；所述三極管D2的發射極與三極管D3的發射極連接；所述三極管D3的集電極與鉗位電容C2的另一端連接。

所述阻尼模塊包括有電阻Rd以及電感Ld；所述電感Ld的一端與功率因數電感Lp的一端連接；所述電感Ld的另一端與電阻Rd的一端連接；所述電阻Rd的另一端與諧振電感Lr的一端連接。

所述輸出模塊包括有電感L2、電容CL1、電容CL2、電容C2、電阻R1以及由二極管Ds1、二極管Ds2、二極管Ds3、二極管Ds4組成的整流橋；所述變壓器T的次級線圈的兩個端口分別與整流橋的兩個輸入端連接；所述整流橋的一個輸出端通過電容CL1與整流橋的另一個輸出端連接；所述整流橋的一個輸出端與電感L2的一端連接；所述電感L2的另一端通過電阻R1與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的另一端通過電容CL2與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的一端通過電容C2與電阻R1連接。

具體地，開關管Q1的驅動信號由控制系統根據調節輸入電流和輸出電壓信號反饋產生的脈寬調制PWM信號產生，MOS管Q2的驅動信號為與Q1的驅動信號有一定死區延時的互補信號；當在MOS管Q2關斷前瞬間，變壓器T初級線圈的電流為功率因數電感Lp電流Ip和由鉗位電容C2提供的電流Iclamp之和，當MOS管Q2關斷而開關管Q1導通驅動又尚未給出期間，由于諧振電感Lr和功率因數電感Lp的電流不能突變，而MOS管Q2關斷了由鉗位電容C2提供的電流Iclamp回路，則此部分能量轉移到開關管Q1，MOS管Q2的漏源極之間電容上。期間由于開關管Q1的漏源極電容不斷放電，MOS管Q2的漏源極電容不斷充電，直至開關管Q1的漏源極之間電壓為零后轉由其反向并聯二極管D1導通；當開關管Q1的漏源極之間電壓為零后轉由其反向并聯二極管D1導通時，此時給予開關管Q1驅動，即可實現開關管Q1的ZVS零電壓開通的軟開關；

而當開關管Q1導通時功率因數電感Lp，開關管Q1，橋式模塊,AC電源組成回路，功率因數電感Lp存儲能量，其電流Ip逐漸上升。變壓器T初級線圈，諧振電感Lr, 隔直電容Cp和開關管Q1組成另一回路，電流由正向負反方向逐漸增大，而次級電流波形和初級電流波形一致，只是幅值根據變壓器T的初次級圈數比等比例變化，經過隔離電容Cs和次級整流二極管傳輸給輸出電容和負載；當開關管Q1關斷而MOS管Q2導通驅動又尚未給出期間, 由于諧振電感Lr和功率因數電感Lp的電流不能特變，Lp和Lr能量一方面是給開關管Q1的漏源極之間電容進行充電，一方面是對MOS管Q2的漏源極之間電容放電，直至MOS管Q2的漏源極之間電壓為零后轉由其反向并聯二極管D1導通，對鉗位電容C2充電，諧振電感Lr能量釋放，電流減小；當MOS管Q2的漏源極之間電壓為零后轉由其反向并聯二極管D1導通時，此時給予MOS管Q2驅動，即可實現MOS管Q2的ZVS，零電壓開通的軟開關。當Q2導通時，功率因數電感Lp處于續流狀態，Ip逐漸減小。C2,Q2的電流也逐漸減小，進而反方向逐漸增大，由鉗位電容C2放電提供能量，轉向諧振電感Lr存儲能量,變壓器初級電流反方向逐漸增大，次級電流也反方向增大，經過隔離電容Cs和次級整流二極管傳輸給輸出電容和負載。

實施例2；

如圖2所示，一種單級隔離功率因數校正電路，包括有功率因數電感Lp、變壓器T、隔直電容Cp、諧振電感Lr、阻尼模塊、第二鉗位模塊、開關管Q3、開關管Q4以及輸出模塊；所述功率因數電感Lp的一端與交流電輸入源的一端連接，功率因數電感Lp的另一端與變壓器T初級線圈的一端連接；所述功率因數電感Lp的一端通過阻尼模塊與諧振電感Lr的一端連接；所述諧振電感Lr的另一端與變壓器T初級線圈的另一端連接；所述隔直電容Cp的一端與諧振電感Lr的一端連接，隔直電容Cp的另一端與交流電輸入源的另一端連接；所述開關管Q3的漏極與變壓器T初級線圈的一端連接，開關管Q3的源極與開關管Q4的源極連接；所述開關管Q4的漏極與交流電輸入源的另一端連接；所述第二鉗位模塊的一端與變壓器T初級線圈的一端連接，第二鉗位模塊的另一端與交流電輸入源的另一端連接；所述輸出模塊與變壓器T次級線圈連接。

所述第二鉗位模塊包括有MOS管Q5、MOS管Q6以及鉗位電容C2；所述MOS管Q5的源極與變壓器T初級線圈的一端連接，MOS管Q5的漏極與MOS管Q6的源極連接；所述MOS管Q6的漏極通過鉗位電容C2與交流電輸入源的另一端連接。

所述鉗位電容C2并聯有翻轉模塊；所述翻轉模塊包括有電感L1、三極管D2以及三極管D3；所述電感L1的一端與鉗位電容C2的一端連接；所述電感L1的另一端與三極管D2的集電極連接；所述三極管D2的發射極與三極管D3的發射極連接；所述三極管D3的集電極與鉗位電容C2的另一端連接。

所述阻尼模塊包括有電阻Rd以及電感Ld；所述電感Ld的一端與功率因數電感Lp的一端連接；所述電感Ld的另一端與電阻Rd的一端連接；所述電阻Rd的另一端與諧振電感Lr的一端連接。

所述輸出模塊包括有電感L2、電容CL1、電容CL2、電容C2、電阻R1以及由二極管Ds1、二極管Ds2、二極管Ds3、二極管Ds4組成的整流橋；所述變壓器T的次級線圈的兩個端口分別與整流橋的兩個輸入端連接；所述整流橋的一個輸出端通過電容CL1與整流橋的另一個輸出端連接；所述整流橋的一個輸出端與電感L2的一端連接；所述電感L2的另一端通過電阻R1與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的另一端通過電容CL2與整流橋的另一個輸出端連接；所述電感L2的一端通過電容C2與電阻R1連接。

具體地，與實施例1不一樣的是，本實施例所述的一種單級隔離功率因數校正電路，區別在于當輸入電壓V_Line_1相對于V_line_2為正時，開關管Q4和MOS管Q5保持據輸入電壓電流和輸出電壓調整給出的脈寬調制信號，Q6的的驅動信號為與Q3的驅動信號有一定導通，Q3和Q6的工作時序和前面描述的帶整流橋的Q1，Q2的工作時序一樣，Q3的驅動為控制系統根死區延時的互補信號。

輸入電壓V_Line_1相對于V_line_2為負時，Q3和Q6保持導通，Q4和Q5的工作時序和前面描述的帶整流橋的Q1，Q2的工作時序一樣，Q4的驅動為控制系統根據輸入電壓電流和輸出電壓調整給出的脈寬調制信號，Q5的的驅動信號為與Q3的驅動信號有一定死區延時的互補信號。且在過零點時，通過固定脈寬如10us的驅動信號Sflip，與L1組成C2極性翻轉線路，將C2兩端電壓極性翻轉，此翻轉模塊用來在AC源電壓過零點時，翻轉鉗位電容C2兩端電壓的極性。此模塊可以減輕初級線路器件的電壓電流應力，改善效率。

除了這兩方面區別，其他的工作時序，方式與前面帶整流橋的工作方式一樣，這里不再贅述。

最后應當說明的是，以上實施例僅用以說明本實用新型的技術方案，而非對本實用新型保護范圍的限制，盡管參照較佳實施例對本實用新型作了詳細地說明，本領域的普通技術人員應當理解，可以對本實用新型的技術方案進行修改或者等同替換，而不脫離本實用新型技術方案的實質和范圍。