用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統及方法與流程

本發明屬于電機控制器
技術領域：
，尤其涉及一種用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統及方法。
背景技術：
：目前，電機控制器被廣泛應用于各種需要采用電機進行驅動的設備，電機控制器中常用的功率器件主要有MOSFET和IGBT兩種。通常而言，電動自行車、平衡車、滑板車等低壓系統在電機控制器中采用MOSFET，高速電動汽車、高鐵、空調等高壓系統采用IGBT。功率器件是電機控制器對電機實現變頻控制的核心元件。在使用功率器件時需要關注的參數較多，其中，最大漏源電流是限制電機控制器和電機性能的一個重要參數。所謂最大漏源電流是指場效應管正常工作時，漏極和源極間所允許通過的最大電流，廠家針對功率器件所發布的規格書對該值有明確的限制，最大漏源電流在功率器件的溫度處于常規工作溫度以下時是固定值，而最大漏源電流在功率器件的溫度處于常規工作溫度以上時則呈現為一條隨溫度升高而減小的曲線。由于功率器件的工作溫度很難準確獲取，通常是通過在功率器件的封裝外表面布置溫度傳感器來近似采集，但這存在溫度采集不準確、不可靠且增加成本的問題。所以現有技術在實際使用功率器件時，通常是恒定地取該曲線中最大值的80％作為最大漏源電流。然而，該種做法卻存在以下弊端：一是沒有充分利用功率器件在常規工作溫度以下的通流能力，二是功率器件在長期高溫工作時容易損壞。綜上所述，現有技術在電機控制器工作時將功率器件的最大漏源電流確定為固定值，從而導致在常規工作溫度以下無法充分利用功率器件的通流能力以實現更大的輸出功率，且在常規工作溫度以上使功率器件因繼續以原功率輸出且長期高溫運行而易受損壞。技術實現要素：本發明的目的在于提供一種用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統及方法，旨在解決現有技術所存在的在電機控制器工作時將功率器件的最大漏源電流確定為固定值，從而導致在常規工作溫度以下無法充分利用功率器件的通流能力以實現更大的輸出功率，且在常規工作溫度以上使功率器件因繼續以原功率輸出且長期高溫運行而易受損壞的問題。本發明是這樣實現的，提供一種用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統，所述電機控制器包括兩電平逆變器、母線電壓采集單元、矢量控制單元和霍爾傳感器，所述母線電壓采集單元采集所述兩電平逆變器的母線電壓并輸出母線電壓信號給所述矢量控制單元，所述霍爾傳感器采集電機的轉子磁場角度并輸出轉子磁場角度信號給所述矢量控制單元，所述矢量控制單元用于對所述兩電平逆變器中每相橋臂上的開關管進行控制；其特征在于，所述功率器件控制與過溫保護系統包括：電流模塊，輸入端連接所述兩電平逆變器的母線電流輸出端和所述矢量控制單元的開關管狀態信號輸出端，用于根據所述兩電平逆變器的母線電流和所述矢量控制單元輸出的開關管狀態信號獲取相應的三相電流；第一CLARKE/PARK變換單元，輸入端連接所述電流模塊的三相電流輸出端和所述霍爾傳感器的轉子磁場角度輸出端，用于根據所述三相電流和所述轉子磁場角度信號獲取d軸電流和q軸電流；電壓模塊，輸入端連接所述兩電平逆變器的三相電壓輸出端和所述矢量控制單元的開關管狀態信號輸出端，用于根據所述兩電平逆變器的三相電壓獲取相應的三相下橋臂導通電壓；第二CLARKE/PARK變換單元，輸入端連接所述電壓模塊的三相下橋臂導通電壓輸出端和所述霍爾傳感器的轉子磁場角度輸出端，用于根據所述三相下橋臂導通電壓和所述轉子磁場角度信號獲取d軸電壓和q軸電壓；控制模塊，輸入端連接所述第一CLARKE/PARK變換單元的q軸電流輸出端和所述第二CLARKE/PARK變換單元的q軸電壓輸出端，輸出端連接所述矢量控制單元的輸入端，用于根據所述q軸電流和所述q軸電壓獲取所述功率器件的內阻，并根據所述功率器件的內阻得到所述功率器件的最大漏源電流，且輸出所述最大漏源電流信號驅動所述矢量控制單元相應地控制功率器件的工作狀態；所述功率器件的內阻與所述功率器件的工作溫度正相關，所述功率器件的最大漏源電流與所述功率器件的工作溫度負相關。本發明的另一目的還在于提供一種用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護方法，其包括以下步驟：電流模塊根據兩電平逆變器的母線電流和矢量控制單元輸出的開關管狀態信號獲取相應的三相電流；第一CLARKE/PARK變換單元根據所述三相電流和轉子磁場角度信號獲取d軸電流和q軸電流；電壓模塊根據所述兩電平逆變器的三相電壓獲取相應的三相下橋臂導通電壓；第二CLARKE/PARK變換單元根據所述三相下橋臂導通電壓和所述轉子磁場角度信號獲取d軸電壓和q軸電壓；控制模塊根據所述q軸電流和所述q軸電壓獲取所述功率器件的內阻，并根據所述功率器件的內阻得到所述功率器件的最大漏源電流，且輸出最大漏源電流信號驅動所述矢量控制單元相應地控制功率器件的工作狀態；所述功率器件的內阻與所述功率器件的工作溫度正相關，所述功率器件的最大漏源電流與所述功率器件的工作溫度負相關。本發明通過功率器件導通電壓及導通時流經的真實電流獲取功率器件的內阻，再得到最大漏源電流驅動矢量控制單元相應地控制功率器件的工作狀態，最大漏源電流與功率器件的工作溫度負相關。實現了電機控制器功率器件在常規工作溫度以下，隨溫度降低加大最大漏源電流限制，以充分利用MOSFET等功率器件的通流能力，提升控制器轉矩輸出；在常規工作溫度以上，隨溫度升高減小最大漏源電流限制，降低輸出功率，防止長期高溫運行損壞功率器件，降低其損壞的概率。本發明適用于電動自行車、平衡車及低速電動汽車等低壓系統電機控制器裝置，可充分利用功率器件特性，提升電機控制器運行范圍，提高產品的可靠性和性能。附圖說明圖1是本發明實施例所提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統的模塊結構圖；圖2是本發明實施例所提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統的模塊結構圖；圖3是本發明實施例所提供的母線電流采集單元的電路結構圖；圖4是本發明實施例所提供的三相下橋臂電壓采樣單元的電路結構圖；圖5是本發明實施例所提供的功率器件工作溫度與內阻的分段線性擬合曲線圖；圖6是本發明實施例所提供的功率器件工作溫度與最大漏源電流的分段溫升降流曲線圖；圖7是本發明實施例提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護方法的實現流程圖。具體實施方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。圖1示出了本發明實施例提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統的模塊結構，為了便于說明，僅示出了與本發明實施例相關的部分，詳述如下：本發明實施例提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統，其中，電機控制器包括兩電平逆變器100、母線電壓采集單元200、矢量控制單元300和霍爾傳感器400，母線電壓采集單元200采集兩電平逆變器100的母線電壓并輸出母線電壓信號給矢量控制單元300，霍爾傳感器400采集電機的轉子磁場角度并輸出轉子磁場角度信號給矢量控制單元300，矢量控制單元300用于對兩電平逆變器100中每相橋臂上的開關管進行控制。功率器件控制與過溫保護系統包括：電流模塊500，輸入端連接兩電平逆變器100的母線電流輸出端和矢量控制單元300的開關管狀態信號輸出端，用于根據兩電平逆變器100的母線電流和矢量控制單元300輸出的開關管狀態信號獲取相應的三相電流。第一CLARKE/PARK變換單元800，輸入端連接電流模塊500的三相電流輸出端和霍爾傳感器400的轉子磁場角度輸出端，用于根據三相電流和轉子磁場角度信號獲取d軸電流和q軸電流。電壓模塊700，輸入端連接兩電平逆變器100的三相電壓輸出端和矢量控制單元300的開關管狀態信號輸出端，用于根據兩電平逆變器100的三相電壓獲取相應的三相下橋臂導通電壓。第二CLARKE/PARK變換單元900，輸入端連接電壓模塊700的三相下橋臂導通電壓輸出端和霍爾傳感器400的轉子磁場角度輸出端，用于根據三相下橋臂導通電壓和轉子磁場角度信號獲取d軸電壓和q軸電壓。控制模塊600，輸入端連接第一CLARKE/PARK變換單元800的q軸電流輸出端和第二CLARKE/PARK變換單元900的q軸電壓輸出端，輸出端連接矢量控制單元300的輸入端，用于根據q軸電流和q軸電壓獲取功率器件的內阻，并根據功率器件的內阻得到功率器件的最大漏源電流，且輸出最大漏源電流信號驅動矢量控制單元300相應地控制功率器件的工作狀態。上述功率器件的內阻與功率器件的工作溫度正相關，功率器件的最大漏源電流與功率器件的工作溫度負相關。如圖2所示，本發明實施例提供的用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護系統，其中，電流模塊500包括母線電流采集單元510和三相電流重構單元520，電壓模塊700包括三相下橋臂電壓采集單元710和導通電壓計算單元720，控制模塊600包括功率器件內阻計算單元620和功率器件電流限制單元610。在圖2中，母線電流采集單元510的輸入端并聯在兩電平逆變器100的三相下橋臂公共端與地線之間的電阻RCu兩端；母線電流采集單元510用于采集兩電平逆變器100的母線電流。具體的，母線電流采集單元510的第一輸入端和第二輸入端分別連接在兩電平逆變器100的三相下橋臂公共端與地線之間的電阻RCu兩端，對圖2中HO兩點之間電壓進行采樣處理得到母線電流，電阻RCu一般采用精度較高的無感電阻。作為本發明一實施例，圖3示出了母線電流采集單元510的電路結構，母線電流采集單元510包括運算放大電路511、電流模數轉換子單元512及電流比例放大子單元513。電流模數轉換子單元512可采用通用的12位模數轉換芯片，其對輸入信號的大小有限制，超過限定范圍的輸入信號無法正確完成模數轉換。電流比例放大子單元513可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。具體連接關系如下：運算放大電路511的第一輸入端和第二輸入端分別為母線電流采集單元510的第一輸入端和第二輸入端，電流模數轉換子單元512的輸入端連接運算放大電路511的輸出端，電流比例放大子單元513的輸入端連接電流模數轉換子單元512的輸出端，電流比例放大子單元513的輸出端為母線電流采集單元510的輸出端。運算放大電路511采集兩電平逆變器100的母線電流輸出母線電流模擬信號，母線電流模擬信號在電流模數轉換子單元512限定的輸入信號范圍內，電流模數轉換子單元512將母線電流模擬信號轉換為母線電流數字信號，電流比例放大子單元513根據母線電流數字信號獲取母線電流的電流值。如圖3所示，運算放大電路511包括電阻R11、電阻R12、電阻R13、電阻R14、電阻R15、濾波電容C11、濾波電容C12及運算放大器U1，電阻R11的第一端為運算放大電路511的第一輸入端，電阻R11的第二端連接運算放大器U1的同相端，電阻R12的第一端連接直流電壓，電阻R12的第二端連接運算放大器U1的同相端，濾波電容C11的第一端連接運算放大器U1的同相端，濾波電容C11的第二端為運算放大電路511的第二輸入端，電阻R13的第一端連接運算放大器U1的反相端，電阻R13的第二端同時連接濾波電容C11的第二端和地線，電阻R14的第一端連接運算放大器U1的反相端，電阻R14的第二端連接運算放大器U1的輸出端，電阻R15的第一端連接運算放大器U1的輸出端，電阻R15的第二端為運算放大電路511的輸出端，濾波電容C12的第一端連接電阻R15的第二端，濾波電容C12的第二端連接濾波電容C11的第二端。在運算放大電路511中，電阻R11與濾波電容C11組成低通濾波電路，但電阻R11偏小，為了降低運算放大器U1的同相端輸入電流，加上拉電阻R12和直流電壓Vcc，R12>>R11，故運算放大器U1的同相端電壓約等于H點的電壓，電阻R15和濾波電容C12組成低通濾波電路，濾除高頻干擾信號。綜上可知，運算放大電路511的放大系數為(R13+R14)/R13。電流模數轉換子單元512用于實現12位的模數轉換處理功能，其參考電壓也是直流電壓Vcc，則其轉換系數為(212-1)/Vcc＝4095/Vcc。電流比例放大子單元513根據電流模數轉換子單元512輸出的母線電流數字信號Vs1獲取與母線電流Idc的電流值相等的母線電流數據，具體采用以下算式：在圖2中，三相電流重構單元520的輸入端連接母線電流采集單元510的輸出端和矢量控制單元300的開關管狀態信號輸出端；三相電流重構單元520用于根據兩電平逆變器100的母線電流和矢量控制單元300的開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系，采用相電流重構算法獲取兩電平逆變器100的三相電流。三相電流重構單元520可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。具體地，三相電流重構單元520根據母線電流Idc以及當前功率器件開關狀態重構得出三相電流。其中三相電流與母線電流之間的關系如表1所示。通過表1中的預設邏輯狀態對應關系，可分別計算出永磁同步電機的三相電流IA、IB、IC。表1開關管狀態母線電流Idc開關管狀態母線電流Idc0000100IA001IC101-IB010IB110-IC011-IA1110如圖2所示的兩電平逆變器100中的3個橋臂的6個功率器件共形成8種開關狀態，當3個橋臂處于不同的導通狀態時，三相電流與母線電流存在確定關系，如表1所示。表1開關管狀態一欄中的三位二進制數，其定義為：第一位表示A相上橋臂功率器件的開關狀態，第二位表示B相上橋臂功率器件的開關狀態，第三位表示C相上橋臂功率器件的開關狀態，導通記為“1”，斷開記為“0”。表1中IA為三相電流中A相的電流，IB為三相電流中B相的電流，IC為三相電流中C相的電流。在圖2中，第一CLARKE/PARK變換單元800，輸入端連接三相電流重構單元520的三相電流輸出端和霍爾傳感器400的轉子磁場角度輸出端，根據三相電流(IA、IB及IC)和轉子磁場角度θγ，按照以下算式獲取d軸電流和q軸電流：在(1.2)式中，Id為d軸電流，Iq為q軸電流，IA為三相電流信號中A相的電流，IB為三相電流信號中B相的電流，IC為三相電流信號中C相的電流，θγ為轉子磁場角度。第一CLARKE/PARK變換單元800輸出d軸電流信號和q軸電流信號給矢量控制單元300，實現兩電平逆變器100通過調節定子側的d軸和q軸電流，分別控制電機的氣隙磁場和電磁轉矩。在圖2中，三相下橋臂電壓采集單元710的輸入端為電壓模塊700的輸入端；三相下橋臂電壓采集單元710用于采集兩電平逆變器100的三相下橋臂電壓。具體的，三相下橋臂電壓采集單元710的第一輸入端連接A相橋臂的中點即A點，第二輸入端連接B相橋臂的中點即B點，第三輸入端連接C相橋臂的中點即C點，第四輸入端連接三相下橋臂的公共端即H點，三相下橋臂電壓采集單元710用于采集圖2中AH間的A相下橋臂電壓、BH間的B相下橋臂電壓及CH間的C相下橋臂電壓。作為本發明一實施例，圖4示出了三相下橋臂電壓采集單元710的電路結構，其中，三相下橋臂電壓采集單元710包括分壓電路7101、第一差分放大電路7102、第二差分放大電路7103、第三差分放大電路7104、第一電壓模數轉換子單元7105、第二電壓模數轉換子單元7106、第三電壓模數轉換子單元7107、第一電壓比例放大子單元7108、第二電壓比例放大子單元7109及第三電壓比例放大子單元7110。第一電壓模數轉換子單元7105、第二電壓模數轉換子單元7106及第三電壓模數轉換子單元7107均可采用通用的12位模數轉換芯片，其對輸入信號的大小有限制，超過限定范圍的輸入信號無法正確完成模數轉換。第一電壓比例放大子單元7108、第二電壓比例放大子單元7109及第三電壓比例放大子單元7110均可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。如圖4所示，具體連接關系如下：分壓電路7101的輸出端連接第一差分放大電路7102的第三輸入端，第一差分放大電路7102的輸出端連接第一電壓模數轉換子單元7105的輸入端，第一電壓模數轉換子單元7105的輸出端連接第一電壓比例放大子單元7108的輸入端。分壓電路7101的輸出端連接第二差分放大電路7103的第三輸入端，第二差分放大電路7103的輸出端連接第二電壓模數轉換子單元7106的輸入端，第二電壓模數轉換子單元7106的輸出端連接第二電壓比例放大子單元7109的輸入端。分壓電路7101的輸出端連接第三差分放大電路7104的第三輸入端，第三差分放大電路7104的輸出端連接第三電壓模數轉換子單元7107的輸入端，第三電壓模數轉換子單元7107的輸出端連接第三電壓比例放大子單元7110的輸入端。其中，分壓電路7101包括分壓電阻R241、分壓電阻R242、濾波電容C24及運算放大器U2；分壓電阻R241的第一端為分壓電路7101的輸入端，分壓電阻R241的第一端連接分壓電阻R242的第一端、濾波電容C24的第一端及運算放大器U2的反相端，分壓電阻R242的第二端和濾波電容C24的第二端共同接地，運算放大器U2的同相端連接運算放大器U2的輸出端，運算放大器U2的輸出端為分壓電路7101的輸出端。第一差分放大電路7102、第二差分放大電路7103及第三差分放大電路7104為結構相同的差分放大電路，差分放大電路包括：電阻R201、電阻R202、電阻R203、電阻R204、電阻R205、電阻R206、二極管D21、電容C21及運算放大器U3；電阻R201的第一端為差分放大電路的第一輸入端，電阻R204的第一端為差分放大電路的第二輸入端，電阻R201的第二端連接電阻R202的第一端，電阻R202的第二端連接電阻R203的第一端、二極管D21的正極及運算放大器U3的同相端，電阻R203的第二端和二極管D21的負極連接分壓電路7101的輸出端，電阻R204的第二端連接電阻R205的第一端，電阻R205的第二端連接運算放大器U3的反相端和電阻R206的第一端，電阻R206的第二端連接運算放大器U3的輸出端，運算放大器U3的輸出端連接電容C21的第一端，電容C21的第二端連接地線，運算放大器U3的輸出端為差分放大電路的輸出端。第一差分放大電路7102采集A相下橋臂電壓并輸出與A相下橋臂電壓成比例放大的A相電壓模擬信號，A相電壓模擬信號的大小在12位模數轉換芯片限定的范圍內。如圖4所示，其電路中，R203/(R201+R202)＝R206/(R204+R205)，則其放大系數為R206/(R204+R205)。第一電壓模數轉換子單元7105將A相電壓模擬信號轉換為A相電壓數字信號V21，轉換系數為4095/Vcc。第一電壓比例放大子單元7108根據A相電壓數字信號V21獲取A相下橋臂電壓UAH的電壓值，具體采用以下算式：同理，第二差分放大電路7103采集B相下橋臂電壓并輸出與B相下橋臂電壓成比例放大的B相電壓模擬信號，第二電壓模數轉換子單元7106將B相電壓模擬信號轉換為B相電壓數字信號V22，第二電壓比例放大子單元7109根據B相電壓數字信號V22得到B相下橋臂電壓UBH的電壓值。第三差分放大電路7104采集B相下橋臂電壓并輸出與C相下橋臂電壓成比例放大的C相電壓模擬信號，第三電壓模數轉換子單元7107將C相電壓模擬信號轉換為C相電壓數字信號V23，第三電壓比例放大子單元7110根據C相電壓數字信號V23得到C相下橋臂電壓UCH的電壓值。具體采用以下算式：在圖2中，導通電壓計算單元720的輸入端連接三相下橋臂電壓采集單元710的輸出端和矢量控制單元300的開關管狀態信號輸出端，導通電壓計算單元720的輸出端為電壓模塊700的輸出端；導通電壓計算單元720用于根據兩電平逆變器100的三相下橋臂電壓和所述開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系獲取三相下橋臂導通電壓。導通電壓計算單元720可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。其中三相下橋臂導通電壓(UA_ON、UB_ON和UC_ON)與三相下橋臂電壓(UAH、UBH和UCH)之間的預設邏輯狀態對應關系如表2所示。表2為提高導通電壓計算單元720的可采樣區域，矢量控制單元300采用最小相調制的五段式脈寬調制算法，此時至少有一個下橋臂一直導通，保證可獲取三相下橋臂導通電壓。在圖2中，第二CLARKE/PARK變換單元900，輸入端連接導通電壓計算單元720的三相下橋臂導通電壓輸出端和霍爾傳感器400的轉子磁場角度輸出端，根據三相下橋臂導通電壓(UA_ON、UB_ON和UC_ON)和轉子磁場角度θγ，按照以下算式獲取d軸電壓和q軸電壓：在(1.5)式中，Ud_ON為d軸電壓，Uq_ON為q軸電壓，UA_ON為三相下橋臂導通電壓中A相的電壓，UB_ON為三相下橋臂導通電壓中B相的電壓，UC_ON為三相下橋臂導通電壓中C相的電壓，θγ為轉子磁場角度。在圖2中，功率器件內阻計算單元620的輸入端為控制模塊600的輸入端；功率器件內阻計算單元620的第一輸入端連接第一CLARKE/PARK變換單元800的q軸電流輸出端，功率器件內阻計算單元620的第二輸入端連接第二CLARKE/PARK變換單元900的q軸電壓輸出端，功率器件內阻計算單元620的輸出端連接功率器件電流限制單元610的輸入端。功率器件內阻計算單元620可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。功率器件內阻計算單元620用于根據所述q軸電流和所述q軸電壓，按照以下算式獲取功率器件的內阻：在(1.6)式中，Rmos為功率器件的內阻，Uq_ON為q軸電壓，Iq為q軸電流。由于Rmos跟發熱有關，其穩定需要一定時間，可對Uq_ON及Iq進行濾波后再計算，數值更穩定可靠。采用CLARKE/PARK變換得到的數值進行計算，其優點是Uq_ON及Iq都是直流量，其比值不會有較大變化。而若用三相電流及對應的三相下橋臂導通電壓計算Rmos，由于兩者都是正弦變化的交流量，其比值會有較大波動。在圖2中，功率器件電流限制單元610的輸入端連接功率器件內阻計算單元620的輸出端，功率器件電流限制單元610的輸出端為控制模塊600的輸出端。功率器件電流限制單元610可采用CPU、微控制器及可編程邏輯器件等能夠實現數據處理的器件。功率器件電流限制單元610用于根據功率器件的內阻Rmos，按照以下算式獲取功率器件的最大漏源電流：在(1.7)式中，Imax為功率器件的最大漏源電流，k1為第一系數，k2為第二系數，b1為第一常數，b2為第二常數，R1為預設第一參考點的內阻，R2為預設第二參考點的內阻，R3為預設第三參考點的內阻，I1為預設第一參考點的最大漏源電流，I2為預設第二參考點的最大漏源電流，I3為預設第三參考點的最大漏源電流，并且R1<R2<R3，I1>I2>I3。推導出(1.7)式的具體過程為：以MOSFET場效應晶體管為例，其工作溫度與內阻的分段線性擬合曲線如圖5所示，其中實線L1為MOSFET器件規格書中的工作溫度與內阻關系曲線，虛線L2為預設的工作溫度與內阻的分段線性等效擬合曲線。L2的構造過程是在L1上選取三個參考點，此三點的連線即為L2。根據MOSFET場效應晶體管的特性，在L1上取室溫T1(20℃)、常用工作溫度T2(100℃)和最大溫度T3(160℃)這三個參考點，用這三個參考點之間的連線來代替原L1曲線，可得到誤差很小的等效關系曲線。所以，根據構造的L2曲線，可得到內阻Rmos和工作溫度Tj的對應關系式為：在(1.8)式中，T1為預設第一參考點的工作溫度，T2為預設第二參考點的工作溫度，T3為預設第三參考點的工作溫度，R1為預設第一參考點的內阻，R2為預設第二參考點的內阻，R3為預設第三參考點的內阻。圖6示出了MOSFET場效應晶體管的工作溫度與最大漏源電流的分段溫升降流曲線，其中，曲線l1為MOSFET器件規格書中限定的最大漏源電流曲線。曲線l2為現有技術中常規控制器制定的最大漏源電流限制線，為一條直線，一般取曲線l1最大值的80％，為恒定值。曲線l3為本發明實施例構造的最大漏源電流曲線，是一條溫升降流曲線，曲線l3以(T2，I2)為分界點分成兩段，(T2，I2)點也在曲線l2上，取室溫T1(20℃)、常用工作溫度T2(100℃)和最大溫度T3(160℃)三個參考點，這三個參考點的連線即為l3。所以，根據構造的曲線l3，可得到最大漏源電流Imax和工作溫度Tj的對應關系式為：在(1.9)式中I1為預設第一參考點的最大漏源電流，I2為預設第二參考點的最大漏源電流，I3為預設第三參考點的最大漏源電流。結合(1.8)式和(1.9)式即可得到(1.7)式。可見最終計算的Imax只與器件內阻Rmos有關，與結溫Tj無關，這是因為通過巧妙的選點使得圖5與圖6中的兩段曲線L2和l3之間的點存在線性對應關系；但是事先要根據圖5與圖6中的曲線，選好T1、T2、T3對應的R1、R2、R3，以及I1、I2、I3，以離線計算出式(1.6)所需的系數k1、k2、b1、b2，存儲在芯片內存里作為參數調用，即不必實時計算這四個系數，減少系統計算時間與占用的空間。本發明實施例還提供了一種用于電機控制器的功率器件控制與過溫保護方法，如圖7所示，其包括以下步驟：S1.電流模塊500根據兩電平逆變器100的母線電流和矢量控制單元300輸出的開關管狀態信號獲取相應的三相電流。S2.第一CLARKE/PARK變換單元800根據三相電流和轉子磁場角度信號獲取d軸電流和q軸電流。S3.電壓模塊700根據兩電平逆變器100的三相電壓獲取相應的三相下橋臂導通電壓。S4.第二CLARKE/PARK變換單元900根據三相下橋臂導通電壓和轉子磁場角度信號獲取d軸電壓和q軸電壓。S5.控制模塊600根據q軸電流和q軸電壓獲取功率器件的內阻，并根據功率器件的內阻得到功率器件的最大漏源電流，且輸出最大漏源電流信號驅動矢量控制單元300相應地控制功率器件的工作狀態。在步驟S5中，功率器件的內阻與功率器件的工作溫度正相關，功率器件的最大漏源電流與功率器件的工作溫度負相關。其中，步驟S1具體為：電流模塊500采集兩電平逆變器100的母線電流；電流模塊500根據兩電平逆變器100的母線電流和矢量控制單元300輸出的開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系，采用相電流重構算法獲取所述三相電流信號。具體的，由于電流模塊500包括母線電流采集單元510和三相電流重構單元520，所以母線電流采集單元510用于采集兩電平逆變器100的母線電流，三相電流重構單元520用于根據兩電平逆變器100的母線電流和矢量控制單元300輸出的開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系，采用相電流重構算法獲取所述三相電流信號。步驟S3具體為：電壓模塊700采集所述兩電平逆變器的三相下橋臂電壓；電壓模塊700根據所述兩電平逆變器的三相下橋臂電壓和所述開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系獲取三相下橋臂導通電壓。具體的，由于電壓模塊700包括三相下橋臂電壓采集單元710和導通電壓計算單元720，所以三相下橋臂電壓采集單元710用于采集所述兩電平逆變器的三相下橋臂電壓，導通電壓計算單元720用于根據所述兩電平逆變器的三相下橋臂電壓和所述開關管狀態信號之間的預設邏輯狀態對應關系獲取三相下橋臂導通電壓。步驟S5具體為：控制模塊600根據所述q軸電流和所述q軸電壓，按照(1.6)式獲取功率器件的內阻，具體不再贅述。控制模塊600根據所述功率器件的內阻，按照(1.7)式獲取所述功率器件的最大漏源電流，具體不再贅述。具體的，由于控制模塊600包括功率器件內阻計算單元620和功率器件電流限制單元610，所以功率器件內阻計算單元620用于根據所述三相電流信號和所述三相下橋臂導通電壓信號獲取功率器件的內阻，功率器件電流限制單元610用于根據所述功率器件的內阻獲取功率器件的最大漏源電流。本發明實施例可適用于電動自行車、平衡車及電動汽車等電機控制器產品，可提高產品的可靠性和性能。根據功率器件導通電壓及導通時流經的真實電流獲取功率器件的內阻，再得到最大漏源電流驅動矢量控制單元相應地控制功率器件的工作狀態，最大漏源電流與功率器件的工作溫度負相關。在本發明實施例中，實現了電機控制器功率器件在常規工作溫度以下，隨溫度降低加大最大漏源電流限制，以充分利用MOSFET等功率器件的通流能力，提升控制器轉矩輸出，實現電動自行車等交通工具在正常行駛工作溫度以下時提升爬坡和起步力度；在常規工作溫度以上，隨溫度升高減小最大漏源電流限制，降低輸出功率，防止長期高溫運行損壞功率器件，降低其損壞的概率。從而充分利用功率器件特性，提升電機控制器運行范圍，提高產品可靠性和性能。以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。當前第1頁1 2 3