一種消除三電平逆變器直流中點電壓低頻紋波的控制方法與流程

本發明涉及三電平直流-交流電能變換裝置，具體涉及一種三電平直流-交流電能變換裝置消除直流中點電壓低頻紋波的控制方法。

背景技術：

多電平逆變器可以降低輸出電壓的諧波含量，減小開關器件的電壓應力，在高壓大功率場合得到了廣泛的應用。其中三電平中點鉗位型逆變器研究和應用最為廣泛。三電平中點鉗位型逆變器能夠正常工作的前提條件是中點電壓保持平衡。中點電壓不平衡會導致輸出電壓電流諧波含量增加，若電壓波動程度劇烈或出現較大穩態偏差，會導致橋臂開關管電壓應力增加，可能使開關管過壓損壞。同時中點電壓還存在固有的低頻紋波，這種低頻紋波會導致輸出電壓和電流諧波增加，若紋波幅值過大也可能會損壞開關器件。

中點嵌位型三電平逆變器采用傳統的SPWM或SVPWM調制方法進行控制時，均會導致中點電壓產生固有的三倍基頻的低頻電壓紋波。針對中點電壓低頻紋波的問題，目前的主要方案分別是在SVPWM調制中通過實時調節中小矢量的分配比、SPWM方案中實時調節零序電壓注入量來削弱低頻紋波。然而上述方法都存在極其復雜的扇區判斷，往往涉及非常多的公式計算，邏輯和計算均非常復雜。

目前三電平逆變器中點電壓低頻紋波的控制方面還存在種種的問題，這些問題尚未得到解決。

技術實現要素：

針對傳統三電平逆變器所存在的中點電壓存在低頻紋波方面的問題，本發明提供了一種計算簡單并且可以有效消除三電平逆變器直流中點電壓低頻紋波的控制方法。

具體而言，本發明提供了一種消除三電平逆變器直流中點電壓低頻紋波的控制方法，其特征在于，所述三電平逆變器包括直流電源、直流側穩壓電容C1和C2、A相嵌位二極管D_a1和D_a2，B相開關管S_b1～S_b4，B相嵌位二極管D_b1和D_b2，C相開關管S_c1～S_c4，C相嵌位二極管D_c1和D_c2，以及三相交流負載，A相開關管S_a1～S_a4，A相嵌位二極管D_a1和D_a2組成A相中點嵌位型橋臂；B相開關管S_b1～S_b4，B相嵌位二極管D_b1和D_b2組成B相中點嵌位型橋臂；C相開關管S_c1～S_c4，C相嵌位二極管D_c1和D_c2組成C相中點嵌位型橋臂，三個橋臂的中點均連接在直流側穩壓電容C1和C2的中點上，三個橋臂的正極性端均連接至所述直流電源的正極，負極性端均連接至所述直流電源的負極，交流端分別連接至負載的a、b、c端點，

所述方法通過在每個開關周期內對中點電壓差進行檢測，根據實時檢測的中點電壓差，實時補償一個特定的零序電壓，從而使下個開關周期產生的中點電流對中點電壓差進行快速完全補償。

進一步地，所述方法包括下述步驟：

(1)采樣直流側穩壓電容C1和C2兩端電壓，計算消除紋波需要的零序電流分量，零序電流分量i^*_NP的計算公式為：

(2)采樣三相輸出電壓v_a，v_b，v_c，并對三者進行大小判斷，分別得到三相輸出電壓中的最大值v_max，中間值v_mid和最小值v_min；

(3)采樣三相輸出電流i_a，i_b，i_c，并對三者進行大小判斷，分別得到三相輸出電流中最大值i_max，中間值i_mid和最小值i_min；

(4)計算中間中點電流i_0mid，其計算公式如下：

i_0mid＝(1-v_max+v_mid)i_max+(1+v_min-v_mid)i_min+i_mid

(5)計算轉換系數k₁和k₂，其計算公式如下：

(6)計算需要注入的零序電壓分量v₀，其計算公式如下：

式(VIII)有兩種表達式，在每個開關周期內根據實際情況，選擇其中一種來計算零序電壓，邏輯選擇表如下：

本發明控制方法的優點在于：

(1)有效且快速的實現三電平逆變器中點電壓的平衡；

(2)可以有效消除中點電壓的低頻紋波；

(3)控制方法實現非常簡單，計算量小；

附圖說明

圖1是本發明所應用于的三相三電平逆變器的拓撲結構圖；

圖2為本發明控制方法在一種工況下注入的零序電壓波形；

圖3是采用本發明方法與傳統控制方法中點電壓波形對比；

具體實施方式

以下結合附圖及其實施例對本發明進行詳細說明，但并不因此將本發明的保護范圍限制在實施例描述的范圍之中。

下面結合附圖對本發明作進一步說明。

圖1是三相三電平逆變器拓撲結構圖。如圖1所示，所述三相三電平逆變器包括直流電源V_dc，直流側穩壓電容C1和C2，A相開關管S_a1～S_a4，A相嵌位二極管D_a1和D_a2，B相開關管S_b1～S_b4，B相嵌位二極管D_b1和D_b2，C相開關管S_c1～S_c4，C相嵌位二極管D_c1和D_c2，以及三相交流負載。A相開關管S_a1～S_a4，A相嵌位二極管D_a1和D_a2組成A相中點嵌位型橋臂；B相開關管S_b1～S_b4，B相嵌位二極管D_b1和D_b2組成B相中點嵌位型橋臂；C相開關管S_c1～S_c4，C相嵌位二極管D_c1和D_c2組成C相中點嵌位型橋臂。該逆變器還包括控制模塊，控制模塊用于生成控制信號，以控制逆變器中的各個部件。

圖2所示為本發明控制方法在一種工況下注入的零序電壓波形。如圖2所示，三相三電平逆變器按照傳統SPWM調制方法進行調制時，載波V_ca是由關于y＝0水平線對稱的兩組三角波組成，三角波幅值為1，頻率為開關頻率f_s。傳統調制波V_r是關于y＝0水平線對稱的正弦波，其表達式如(I)所示，

其中ω是基波角頻率，其開關管導通方式按下述公式進行，

按傳統調制方式得到中點電流的表達式如式(III)所示，i_NP表示流出逆變器中點的電流，i_a，i_b和i_c分別是三相逆變器輸出相電流，該表達式是一個按照三倍基頻波動的函數，因此導致中點電壓產生三倍基頻低頻紋波，

本發明所述的控制方法在傳統調制波中注入特定的零序電壓分量v₀，使中點電流表達式為：

本發明的零序電壓分量v₀在每個開關周期內按照下述步驟生成，

(1)采樣穩壓電容C1和C2兩端電壓，計算消除紋波需要的零序電流分量，

當中點電壓差ΔV＝V_c1-V_c2存在時，其中V_c1和V_c2分別是穩壓電容C1和C2兩端電壓，注入零序電壓應能夠產生中點電流對C1和C2進行充放電，使兩個電容的電壓差在經過一個開關周期T_s后恢復為零，因此需要的零序電流分量i^*_NP表達式為：

(2)采樣三相電壓v_a，v_b，v_c，并進行大小判斷，分別得到三相電壓中最大值v_max，中間值v_mid，和最小值v_min；

(3)采樣三相電流i_a，i_b，i_c，并進行大小判斷，分別得到三相電流中最大值i_max，中間值i_mid，和最小值i_min；

(4)計算中間中點電流i_0mid，其表達式如下：

i_0mid＝(1-v_max+v_mid)i_max+(1+v_min-v_mid)i_min+i_mid (VI)

(5)計算轉換系數k₁和k₂，其表達式如下：

(6)計算需要注入的零序電壓分量v₀，其表達式如下：

式(VIII)有兩種表達式，在每個開關周期內根據實際情況，選擇其中一種來計算零序電壓，邏輯選擇表如下：

本發明的方法在每個開關周期內對中點電壓差進行檢測，根據實時檢測的中點電壓差，實時補償一個特定的零序電壓，從而使下個開關周期產生的中點電流對中點電壓差進行快速完全補償，從而保證中點電壓在每個開關周期內均保持平衡，從而消除低頻電壓紋波。

圖3顯示了本發明的方法應用前后中點電壓仿真波形對比。仿真參數為：開關頻率15kHz，交流電壓基波頻率50Hz，線電壓有效值為380V，直流電壓V_dc為700V，負載為4.28mH電感25歐電阻，調制比m為1，C1和C2均為470uF，中點電壓差ΔV為100V。

從圖3中可以看出，當中點電壓差有100V時，傳統控制方法需要約0.2s才能調節至平衡，且穩態時仍然存在極大的低頻紋波，紋波峰峰值約為35V；采用本發明方法后，中點電壓迅速恢復到平衡，恢復時間僅為0.015s，速度提高不止10倍，穩態時中點電壓低頻紋波完全消除，中點電壓波動的最大峰峰值在1V以內。

本發明不僅局限于上述具體實施方式，本領域一般技術人員根據實施例和附圖公開內容，可以采用其它多種具體實施方式實施本發明，因此，凡是采用本發明的設計結構和思路，做一些簡單的變換或更改的設計，都落入本發明保護的范圍。

雖然上面結合本發明的優選實施例對本發明的原理進行了詳細的描述，本領域技術人員應該理解，上述實施例僅僅是對本發明的示意性實現方式的解釋，并非對本發明包含范圍的限定。實施例中的細節并不構成對本發明范圍的限制，在不背離本發明的精神和范圍的情況下，任何基于本發明技術方案的等效變換、簡單替換等顯而易見的改變，均落在本發明保護范圍之內。