實現負載軟切換的ECPT系統及其參數設計方法與流程

本發明涉及電場耦合無線電能傳輸
技術領域：
，具體涉及一種實現負載軟切換的ECPT系統及其參數設計方法。
背景技術：
：無線電能傳輸(WirelessPowerTransfer,WPT)技術借助磁場、電場、激光、微波等軟介質實現電能從電源系統到用電設備的無電氣接觸傳輸，徹底擺脫了導體連接的束縛，從而具有便捷、靈活、安全、可靠等優點。其中，基于電場耦合的電能傳輸方式具有電能耦合機構簡易輕薄，形狀不受限制，在工作狀態中，電場耦合機構的絕大部分電通量分布于電極之間，對周圍環境的電磁干擾很小，當電場耦合機構之間或周圍存在金屬導體時，不會引起導體產生渦流損耗等特點。因此，越來越多的專家學者圍繞電場耦合無線電能傳輸技術展開研究。其可以為廚房電器和消費電子等中小功率設備供電，在大功率設備充/供電研究方面，例如電動汽車充/供電領域，也有相關報道。在可移動負載設備(電動汽車、廚房電器及消費電子等)充/供電應用中，二次側的負載隨同二次側的極板經常會從供電系統中移除-投入(以下簡稱為“負載移除-投入”)。通過仿真分析發現，目前提出的電場耦合無線電能傳輸系統(Electric-fieldCoupledPowerTransfer,ECPT)拓撲在二次側負載移除后普遍會對逆變器開關管造成過大的電壓或者電流沖擊，甚至會損壞開關管。另一方面，在實際應用中，出于經濟性、可靠性和安全性的考慮，系統在負載移除后應該處于低功耗運行狀態。技術實現要素：本申請通過提供一種實現負載軟切換的ECPT系統及其參數設計方法，以解決負載隨機移除-投入對逆變器開關管造成過大的電壓或者電流沖擊，甚至會損壞逆變器開關管的問題，同時使系統在負載投入后能夠高效穩定地為負載提供需要的功率；當負載移除后，系統工作在低功耗狀態。為解決上述技術問題，本申請采用以下技術方案予以實現：一種實現負載軟切換的ECPT系統，包括供電電源Udc、全橋型諧振變換器、諧振電感L1、諧振電感L2、諧振電容C1、由兩對耦合極板構成的電場耦合機構、全橋式整流器、濾波電容Cf以及負載RL，其中，所述供電電源Udc與所述全橋型諧振變換器連接，提供直流電給所述全橋型諧振變換器；所述諧振電感L2和諧振電容C1并聯，所述諧振電感L1的一端連接所述全橋型諧振變換器的第一輸出端，所述諧振電感L1的另一端連接諧振電感L2和諧振電容C1的一個并聯節點，諧振電感L2和諧振電容C1的另一個并聯節點連接所述全橋型諧振變換器的第二輸出端，在諧振電感L2的兩端各自連接有一塊發射極板，在所述全橋式整流器的兩個輸入端各自連接一塊接收極板，發射極板與接收極板一一對應耦合實現電能無線傳輸，所述全橋式整流器的兩個輸出端依次與濾波電容Cf以及負載RL相連。作為一種優選的技術方案，諧振電感L1與諧振電感L2的電感值相等，諧振電容C1與電場耦合機構的等效電容Cs的電容值相等。一種實現負載軟切換的ECPT系統的參數設計方法，包括如下步驟：S1：按權利要求1所述的電路拓撲構建一種實現負載軟切換的ECPT系統；S2：設定系統參數Udc和RL，其中，Udc為供電電源電壓，RL為負載電阻；S3：設定初始參數f和Cs，其中，f為系統的運行頻率，Cs為電場耦合機構的等效電容；S4：計算系統主要參數L1、L2和C1；S5：計算輸入電流的總諧波畸變率THDi；S6：判斷總諧波畸變率THDi是否小于設定的總諧波畸變率閾值，如果是，則進入步驟S7，否則跳轉至步驟S3；S7：給出滿足負載軟切換要求的系統參數L1、L2、C1、f和Cs。為了簡化系統設計，確保LCL諧振網絡運行在零相角(ZPA)的輸入狀態，進一步地，步驟S4中諧振電感L1與諧振電感L2的電感值相等，即式中，ω為系統的工作角頻率；諧振電容C1的電容值與步驟S3中設定的電場耦合機構的等效電容Cs的電容值相等，即C1＝Cs。作為一種優選的技術方案，步驟S4中L1＝L2，C1＝Cs。進一步地，步驟S5中總諧波畸變率式中，I1為輸入電流的基波分量的有效值，In為輸入電流的奇次諧波分量的有效值。作為一種優選的技術方案，步驟S6中總諧波畸變率閾值為5％。與現有技術相比，本申請提供的技術方案，具有的技術效果或優點是：該種實現負載軟切換的無線電能傳輸系統及其參數設計方法保證了負載在任意時刻的移除-投入都不會對逆變器開關管造成明顯的電壓電流過沖，使得系統能夠穩定可靠地運行。當負載投入后，系統能夠高效穩定地為負載提供需要的功率；當負載移除后，系統工作在低功耗狀態。附圖說明圖1為典型的LCL諧振網絡；圖2為本發明實現負載軟切換的ECPT系統拓撲；圖3為本發明的ECPT系統等效電路圖；圖4為阻抗變換圖；圖5為Ls隨L2的變化曲線圖；圖6為Rs隨L2的變化曲線圖；圖7為簡化后的ECPT系統等效電路圖；圖8為空載時的ECPT系統等效電路圖；圖9為Rs隨Req的變化曲線圖；圖10為方波電壓源輸入下LCL諧振網絡輸入電流的THDi隨Rs的變化曲線圖；圖11為3次諧波作用下LCL諧振網絡的阻抗隨Rs的變化曲線圖；圖12為5次諧波作用下LCL諧振網絡的阻抗隨Rs的變化曲線圖；圖13(a)為負載投入時最終簡化的ECPT系統等效電路圖；圖13(b)為負載移除時最終簡化的ECPT系統等效電路圖；圖14為本發明的參數設計方法流程圖；圖15為逆變輸出電壓和輸出電流的仿真波形圖；圖16為一種現有技術中ECPT系統負載移除時開關管電流瞬態響應仿真波形圖；圖17為本發明的ECPT系統負載移除時開關管電流瞬態響應仿真波形圖；圖18為本發明的ECPT系統負載移除-投入時開關管電流瞬態響應仿真波形圖；圖19為逆變輸出電壓和輸出電流的實驗波形圖；圖20為負載移除時開關管電流瞬態響應實驗波形圖；圖21為負載移除-投入時開關管電流瞬態響應實驗波形圖。具體實施方式本申請實施例通過提供一種實現負載軟切換的ECPT系統及其參數設計方法，以解決負載隨機移除-投入對逆變器開關管造成過大的電壓或者電流沖擊，甚至會損壞逆變器開關管的問題，同時使系統在負載投入后能夠高效穩定地為負載提供需要的功率；當負載移除后，系統工作在低功耗狀態。。為了更好地理解上述技術方案，下面將結合說明書附圖以及具體的實施方式，對上述技術方案進行詳細的說明。實施例一種實現負載軟切換的ECPT系統，包括供電電源Udc、全橋型諧振變換器、諧振電感L1、諧振電感L2、諧振電容C1、由兩對耦合極板構成的電場耦合機構、全橋式整流器、濾波電容Cf以及負載RL，其中，所述供電電源Udc與所述全橋型諧振變換器連接，提供直流電給所述全橋型諧振變換器；所述諧振電感L2和諧振電容C1并聯，所述諧振電感L1的一端連接所述全橋型諧振變換器的第一輸出端，所述諧振電感L1的另一端連接諧振電感L2和諧振電容C1的一個并聯節點，諧振電感L2和諧振電容C1的另一個并聯節點連接所述全橋型諧振變換器的第二輸出端，在諧振電感L2的兩端各自連接有一塊發射極板，在所述全橋式整流器的兩個輸入端各自連接一塊接收極板，發射極板與接收極板一一對應耦合實現電能無線傳輸，所述全橋式整流器的兩個輸出端依次與濾波電容Cf以及負載RL相連。一種實現負載軟切換的ECPT系統的參數設計方法，包括如下步驟：S1：按權利要求1所述的電路拓撲構建一種實現負載軟切換的ECPT系統；S2：設定系統參數Udc和RL，其中，Udc為供電電源電壓，RL為負載電阻；S3：設定初始參數f和Cs，其中，f為系統的運行頻率，Cs為電場耦合機構的等效電容；S4：計算系統主要參數L1、L2和C1；S5：計算輸入電流的總諧波畸變率THDi；S6：判斷總諧波畸變率THDi是否小于設定的總諧波畸變率閾值，如果是，則進入步驟S7，否則跳轉至步驟S3；S7：給出滿足負載軟切換要求的系統參數L1、L2、C1、f和Cs。本發明的ECPT系統實現負載軟切換的參數設計方法的設計原理如下：在現有技術中，通過恰當的參數設計，LCL諧振網絡便具有良好的諧波抑制能力和阻抗變換功能，圖1為典型的LCL諧振網絡。忽略電路中無功元件的損耗，可以得到以下關系式：其中，Zin、ω、ω0、ωn、Q、λ分別表示LCL諧振網絡的輸入阻抗、工作角頻率、諧振角頻率、歸一化角頻率、負載品質因數和電感比，且輸出電流的有效值表達式為：負載電流相對于輸入電流的增益為：LCL諧振網絡的特性取決于歸一化角頻率ωn與電感比λ的不同組合。當ωn＝1時，聯立式(1)，(3)和(4)可得：當λ＝1時，式(5)可簡化為：由式(6)可知，當ωn＝1，λ＝1時，LCL諧振網絡運行在零相角ZPA輸入狀態，功率因數較高。此外，LCL諧振網絡的輸入阻抗與負載電阻成反比的關系，可根據負載電阻的大小將輸入阻抗放大或者縮小。本發明提出的F型電場耦合無線電能傳輸系統拓撲，如圖2所示，包括供電電源Udc、全橋型諧振變換器(由S1、S2、S3、S4組成)、諧振電感L1、諧振電感L2、諧振電容C1、由兩對耦合極板構成的電場耦合機構(為其等效電容值)、全橋式整流器(由D1、D2、D3、D4組成)、濾波電容Cf以及負載RL，其中，所述諧振電感L2和諧振電容C1并聯，所述諧振電感L1的一端連接所述全橋型諧振變換器的第一輸出端，所述諧振電感L1的另一端連接諧振電感L2和諧振電容C1的一個并聯節點，諧振電感L2和諧振電容C1的另一個并聯節點連接所述全橋型諧振變換器的第二輸出端。發射單元中的諧振電感L1、諧振電感L2、諧振電容C1組成了F型的補償結構。與主電路相連的兩塊耦合極板為發射極板，發射極板與主電路構成電能發射單元；剩余兩塊耦合極板同全橋式整流器、濾波電容Cf和負載電阻RL一起構成了拾取單元(二次側)。在實際應用中，拾取單元通常為一個不可分離的整體，因而本發明中的負載電阻RL移除等效為拾取單元移除。圖3為ECPT系統的等效電路，其中逆變器輸出等效為一個方波電壓源uin，CS表示電場耦合機構的等效電容值Cs＝Cs1Cs2/(Cs1+Cs2)，Req表示負載電阻RL與全橋式整流器的等效電阻值Req＝8RL/π2。本發明的ECPT系統是基于LCL諧振網絡的特性提出的。其中，電感L1具有多重功能，一個最主要的功能便是在負載移除時抑制回路的電流尖峰。由于阻抗變換和LCL諧振網絡的共同作用，從輸入側看過去的整個電路的總阻抗為純阻性。為簡化穩態時的分析，采用基波近似的方法建立系統的模型。如圖3所示，NT是一個由L2、CS和Req組成的電路網絡，圖4再現了NT網絡，基于電路理論，其可等效為由Ls和Rs組成的另一個電路網絡。這樣，本發明所提出的ECPT系統在負載投入后便具有LCL諧振網絡的電路形式。因而，圖5和圖6分別給出了等效電感Ls和等效電阻Rs隨諧振電感L2的變化曲線。由圖5和圖6可知，當Ls＝L2時，Rs接近其最大值，即：ω2L2CS＝1(10)簡化后的ECPT系統電路如圖7所示，由圖7可知，化簡后的電路與LCL諧振網絡具有相同的電路形式。當負載移除后，即：空載，此時系統的等效電路如圖8所示。如果考慮電感元件的等效串聯電阻，圖8所示的電路同樣與LCL網絡具有相同的電路形式。這樣，在負載移除前后，系統具有相同的電路形式。由式(1)-(6)可知，為了實現零相角，LCL諧振網絡的兩個電感值必須相等，因而，當負載投入后有：Ls＝L1(11)根據式(8)、(9)、(10)可知，當L2和Cs諧振時，即ω2L2CS＝1，可得：Ls＝L2(12)RS與Req的關系如圖9所示。由于典型的電場耦合機構的等效電容值通常為數百皮法，ECPT系統的運行頻率通常在數百千赫茲到兆赫茲。由圖9可知，當Req的阻值小于100歐姆時，RS的值是Req的數十倍。這個特性有利于LCL網絡抑制方波電壓源作為輸入時逆變輸出電流的諧波。總諧波畸變率THDi定義為：式中，I1為輸入電流的基波分量的有效值，In為輸入電流的奇次諧波分量的有效值。方波電壓源輸入下LCL網絡輸入電流的THDi隨RS的變化曲線如圖10所示。根據LCL網絡的特性可知，當二次側負載移除后，其輸入電流的THDi不可忽略。使用傅里葉三角級數公式將其輸入電壓展開，即式中，Udc為輸入電壓的幅值。根據式(1)，分別得到LCL網絡在3次諧波和5次諧波作用下其阻抗隨RS的變化曲線，如圖11和圖12所示。由圖可知，無論RS如何變化，3次諧波和5次諧波下的阻抗都為上千歐姆。隨著諧波階數增大，其系數減小，阻抗逐漸變大。根據疊加原理，只要Udc為數十伏，總的諧波電流的有效值便小于0.01A，可以忽略不計。只考慮輸入方波電壓源的基波成分，當ω2L2CS＝1時，根據ZPA可得Ls＝L2＝L1，由式(1)-(6)可得：C1＝Cs(16)將式(9)代入(6)得到：Zin＝Req(17)因而，可得最終化簡的ECPT系統等效電路如圖13(a)、13(b)所示，其中Rinf表示電阻趨于無窮大。圖13(a)為負載投入時最終簡化的ECPT系統等效電路圖，當負載投入時，ECPT系統可等效為一個正弦電壓源串聯一個電阻；圖13(b)為負載移除時最終簡化的ECPT系統等效電路圖，當負載移除時，ECPT系統等效為開路。因而，本發明提出的ECPT系統無需任何額外的檢測和控制即可實現當負載投入時，為負載輸送電能；當負載移除后，工作在低功耗狀態。值得注意的是，以上所有的公式推導均是基于正弦近似的方法，因而，模型和分析的精確性取決于輸入電流的THDi。如圖14所示的系統參數設計方法流程圖，通常根據經驗設定系統帶負載時的運行頻率f的初值，根據使用場所的限制設定供電電源電壓Udc的值和耦合機構等效電容Cs的初值，根據負載的要求設定負載電阻RL的值，然后按照參數設計流程最終確定出L1、L2、C1、f和Cs的值。在參數設計過程中，若輸入電流的THDi值高于設定的總諧波畸變率閾值5％時，可適當調整系統運行頻率f。由上述的參數設計方法可知，本發明提出的ECPT系統將由兩個相同的電感(L1、L2)和兩個相同的電容(C1、Cs)組成，這極大地簡化了系統的設計。為了驗證F型ECPT系統拓撲及其參數設計方法的可行性及負載軟切換的效果，根據圖2所示的ECPT系統拓撲在MATLAB仿真平臺構建了系統的仿真模型。首先設定Udc、RL的值以及f和Cs的初值，然后按照圖14所示的參數設計流程確定L1、L2、C1、f和Cs的值，得到系統主要參數值如表1所示，將此參數代入仿真模型，通過仿真得到圖15、圖17和圖18的結果。表1系統主要參數參數計算值實際值Udc50V50VRL60Ω59.8ΩCS500pF499.7pFf500kHz500.2kHzL1202.64uH203.4uHL2202.64uH202.3uHC1500pF499.4pF需要說明的是由于逆變器為電壓型全橋諧振變換器，S1-S4共4個MOSFET構成逆變網絡，兩個開關對(S1、S4)與(S2、S3)以互補導通的方式產生方波逆變輸出電壓。當其中一組開關對導通時，另一組開關對的兩個開關管的端電壓均等于供電電壓，因而在負載移除-投入過程中不會對逆變器開關管產生過電壓沖擊。圖15為本發明的逆變輸出電壓和輸出電流的仿真波形，輸出電流的THDi為1.4％。由圖15可知，全橋型諧振變換器的輸出電壓和輸出電流的相位相同，表明從輸入側看過去整個電路的總阻抗呈現出純阻性，即實現了ZPA輸入狀態。圖16為現有技術中ECPT系統負載移除時開關管電流瞬態響應仿真波形，由圖16可知開關管的電流產生了較大的電流過沖。圖17為本發明的二次側負載移除時開關管電流的瞬態響應仿真波形，由圖17可知，由于LCL網絡和電感L1的作用，開關管電流沒有出現任何尖峰并快速減小到0.01A以下。圖18為本發明的二次側負載移除-投入時開關管電流的瞬態響應仿真波形，當二次側負載投入時，開關管電流迅速增大到系統帶負載工作時的電流值。本發明提出的ECPT系統無需任何額外的檢測和控制方法即可實現在負載投入時，高效穩定地為負載提供需要的功率；在負載移除后工作在低功耗狀態。為進一步驗證負載軟切換的實際效果，在理論分析和仿真研究的基礎上搭建了ECPT系統實驗電路，通過500pF的耦合機構為可移動負載設備供電。其中，電場耦合機構由兩對190mm×190mm的正方形銅板構成，耦合極板的尺寸可以根據實際應用的要求選擇，例如，系統運行頻率越高，相應的極板尺寸就越小。ECPT系統的運行頻率設定為500kHz。逆變器使用的開關管型號為STP30NF20型MOSFET，整流橋使用的二極管型號為HFA08TB60型二極管，諧振電容和諧振電感分別為0.5nF的鍍銀云母電容和用鐵粉磁芯繞制的電感。圖19為逆變輸出電壓和輸出電流的實驗波形，需要說明的是為了實現ZVS，電感L1的實際值比其計算值略高。圖20為二次側負載移除時開關管電流的瞬態響應實驗波形，由圖20可知，當負載移除后，逆變輸出電流沒有出現任何尖峰并且快速降低至0.01A以下，ECPT系統處于低功耗運行狀態，與前述仿真結果吻合，實現了負載軟切換。圖21給出了負載移除-投入的實驗波形，當負載投入時，ECPT系統為負載提供需要的功率；當負載移除后，工作在低功耗狀態。在負載軟切換過程中，開關管很好地避免了過電流和過電壓的沖擊。系統的直流輸入電壓為50V，輸入電流為0.66A。負載兩端的直流電壓為40V，系統的輸出功率為26.7W，系統的電能傳輸效率約為81％；當負載移除后，系統的輸入功率小于0.3W。本申請的上述實施例中，通過提供實現負載軟切換的ECPT系統及其參數設計方法，包括步驟：構建一種F型電場耦合無線電能傳輸系統拓撲；設定系統參數Udc和RL；設定初始參數f和Cs；計算系統主要參數L1、L2和C1；計算輸入電流的總諧波畸變率THDi；判斷總諧波畸變率THDi是否小于設定的總諧波畸變率閾值，如果是，給出滿足負載軟切換要求的系統參數，本發明保證了負載在任意時刻的移除-投入都不會對逆變器開關管造成明顯的電壓電流過沖，使得系統能夠穩定可靠地運行。當負載投入后，系統能夠高效穩定地為負載提供需要的功率；當負載移除后，系統工作在低功耗狀態。應當指出的是，上述說明并非是對本發明的限制，本發明也并不僅限于上述舉例，本
技術領域：
的普通技術人員在本發明的實質范圍內所做出的變化、改性、添加或替換，也應屬于本發明的保護范圍。當前第1頁1 2 3