一種開關控制電路和開關電源的制作方法

本發明涉及電子電路設計領域，特別涉及一種開關控制電路和開關電源。

背景技術：

在電子電路設計領域，開關控制電路的應用十分廣泛，例如，其可以應用于開關電源、音頻功率放大器等電路。其中，開關電源可以包括：降壓式變換電路(也可稱為Buck電路)、升壓式變換電路(也可稱為Boost電路)和升降壓式變換電路(Buck-Boost電路)，可通過控制電路和儲能元件(例如電感和電容)的不同的連接方式實現不同的電路架構。以上所述的開關電源以開關切換的方式工作，使能量在電感和電容等儲能元件上存儲、傳輸，使得開關電源輸出的電壓相比起輸入電壓被抬高或者降低，相比于線性電源電路中的電流需經過電阻等元件會轉換為熱能而引起的電能浪費，開關電源具有較高的電能利用率和工作效率，自身發熱也比較小，因此可廣泛應用于手機等便攜式產品中。

近幾年來，便攜式產品出現了結構輕薄化、大電流充電、拍照閃光燈功能等需求。小封裝體積的電感、電容及更小的電流紋波指標需要開關電源的開關頻率大于2MHz，甚至高達4MHz，這意味著開關電源要具有更短的死區時間、更快的狀態切換過程。但是，這種高速的開關狀態的切換同時會帶來電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)輻射、電壓振鈴和過沖，EMI輻射成為周邊的其他高靈敏度器件的干擾源，而電壓振鈴和過沖除了對開關電源帶來噪聲干擾外，還會造成其內部器件由于承受過壓而具有燒壞的風險。于此同時，基于以上所述的產品中類似大電流(例如2A至3A充電電流)充電的需求，開關電源會長時間工作在大負載電流的情況，考慮到印制電路板(Printed Circuits Board，PCB)或者芯片量產測試環境引起的較大的寄生電感(一般大于2nH)，電壓過沖會進一步加大。

以下以現有技術的一種包括所述開關控制電路的Boost電路為例進行詳細說明。如圖1所示，Boost電路100可以包括：第一開關管N0、第二開關管P0、儲能元件電感L和電容Cout以及包括邏輯門U1至U8的邏輯控制電路(圖中未標示)；其中，所述Boost電路100的輸入電壓為電壓VIN，輸出電壓為電壓OUT，對外輸出負載電流Iload為后續電路供電，PWM信號Vduty適于控制通過所述邏輯控制電路對第一開關管N0和第二開關管P0進行控制；如果將所述開關電源封裝于芯片，那么，芯片封裝的引腳SW、OUT和GND上可能引起寄生阻抗，分別記為電阻Rsw、Rout和Rgnd，同時，由于在PCB上，引腳OUT至所述電容Cout之間的走線會引起寄生電感Lpout。其中，所述第一開關管N0的漏極耦接開關節點SW，其源極和襯底接地，其柵極耦接非門U8的輸出端，所述第二開關管P0的漏極耦接所述開關節點SW，其源極和襯底耦接所述電壓OUT，其柵極耦接非門U4的輸出端。

當所述第一開關管N0導通時，開關節點SW通過低阻抗耦接到地，當所述第二開關管P0導通時，開關節點SW通過低阻抗輸出所述電壓OUT。基于所述PWM信號Vduty和邏輯控制電路的作用，第一開關管N0和第二開關管P0將交替導通或者關斷，以實現Boost電路100的升壓功能。為了避免所述開關電源的輸出端到地的電流穿通，在整個開關切換過程中要避免第一開關管N0和第二開關管P0同時導通，即在導通第二開關管P0之前要關斷第一開關管N0，在導通第一開關管N0之前要關閉第二開關管P0，兩者同時不導通的時間間隔通常稱為以上所述的死區時間。

由于第一開關管N0和第二開關管P0的導通阻抗非常小，因此所述開關節點SW的電平轉換速率會非常快，經過寄生電感Lpout的電流變化速率會比較大，因此會在寄生電感Lpout上產生較大的電壓過沖，不但會導致EMI輻射，而且會使得所述第二開關管N0承受較大的過壓風險，甚至過熱燒毀。

以上僅以Boost電路進行舉例說明，但總結而言，在所有開關控制電路中均存在以上所述的問題。因此，現有技術的開關控制電路面臨著在開關快速切換時可能引起EMI輻射、電壓振鈴和過沖的問題。

技術實現要素：

本發明解決的技術問題是如何合理降低開關控制電路在開關快速切換時引起的EMI輻射、電壓振鈴和過沖。

為解決上述技術問題，本發明實施例提供一種開關控制電路，包括：導通阻抗依次增大的第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關管；導通阻抗依次增大的第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管，其中，所述第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關管的第一端均耦接開關節點，所述第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關管的第二端均耦接第一電源節點；所述第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管的第一端均耦接所述開關節點，所述第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管的第二端均耦接第二電源節點；邏輯控制電路，響應于第一PWM信號，適于生成第一控制信號并傳輸至所述第一主開關管的控制端，生成第二控制信號并傳輸至所述第二主開關管的控制端，生成第三控制信號并傳輸至所述第一弱開關管和第四弱開關管的控制端，生成第四控制信號并傳輸至所述第二弱開關管和第三弱開關管的控制端；其中，當所述第一PWM信號由第二邏輯電平切換為第一邏輯電平時，所述第二控制信號控制所述第二主開關管關斷，而后所述第四控制信號控制所述第三弱開關管關斷并控制所述第二弱開關管導通，所述第三控制信號控制所述第四弱開關管關斷并控制所述第一弱開關管導通，而后所述第一控制信號控制所述第一主開關管導通；當所述第一PWM信號由所述第一邏輯電平切換為所述第二邏輯電平時，所述第一控制信號控制所述第一主開關管關斷，而后所述第三控制信號控制所述第一弱開關管關斷并控制所述第四弱開關管導通，所述第四控制信號控制所述第二弱開關管關斷并控制所述第三弱開關管導通，而后所述第一控制信號控制所述第二主開關管導通。

可選地，當所述第一PWM信號由所述第二邏輯電平切換為所述第一邏輯電平時，所述第四控制信號控制所述第三弱開關管關斷并控制所述第二弱開關管導通的過程，與所述第三控制信號控制所述第四弱開關管關斷并控制所述第一弱開關管導通的過程在時間上具有交疊；當所述第一PWM信號由所述第一邏輯電平切換為所述第二邏輯電平時，所述第三控制信號控制所述第一弱開關管關斷并控制所述第四弱開關管導通的過程，與所述第四控制信號控制所述第二弱開關管關斷并控制所述第三弱開關管導通的過程在時間上具有交疊。

可選地，所述邏輯控制電路包括：第一邏輯單元，適于根據所述第一PWM信號、第一延遲信號和第二延遲信號得到所述第一控制信號，其中，所述第一延遲信號相比于所述第三控制信號具有第一延遲，所述第二延遲信號相比于所述第四控制信號具有第二延遲；第二邏輯單元，適于根據所述第一PWM信號、第一延遲信號和第二延遲信號得到所述第二控制信號；第三邏輯單元，適于根據所述第一控制信號、第二控制信號和第一PWM信號得到第五控制信號；第四邏輯單元，適于根據所述第五控制信號和所述第四控制信號得到所述第三控制信號；第五邏輯單元，適于根據所述第五控制信號和所述第三控制信號得到所述第四控制信號。

可選地，所述第一邏輯單元包括：按順序級聯的第一或非門、第一非門、第二非門和第三非門，所述第一或非門接收所述第一PWM信號、第一延遲信號和第二延遲信號，所述第三非門的輸出端輸出所述第一控制信號。

可選地，所述第二邏輯單元包括：按順序級聯的第一與非門、第四非門、第五非門和第六非門，所述第一與非門接收所述第一PWM信號、第一延遲信號和第二延遲信號，所述第六非門的輸出端輸出所述第二控制信號。

可選地，所述第三邏輯單元包括：第二與非門，接收所述第一控制信號和第一PWM信號；第七非門，接收所述第二控制信號；第三與非門，其第一輸入端耦接所述第二與非門的輸出端，其第二輸入端耦接所述第七非門的輸出端，其輸出端輸出所述第五控制信號。

可選地，所述第四邏輯單元包括：按順序級聯的第二或非門、第八非門、第九非門和第十非門，所述第二或非門接收所述第五控制信號和所述第四控制信號，所述第十非門的輸出端輸出所述第三控制信號。

可選地，所述第五邏輯單元包括：按順序級聯的第四與非門、第十一非門、第十二非門和第十三非門，所述第四與非門接收所述第五控制信號和所述第三控制信號，所述第十三非門的輸出端輸出所述第四控制信號。

可選地，所述邏輯控制單元還包括：級聯的第一施密特觸發器和第十四非門，適于對所述第三控制信號提供所述第一延遲，其中，所述第一施密特觸發器的輸入端接收所述第三控制信號，所述第十四非門的輸出端輸出所述第一延遲信號；級聯的第二施密特觸發器和第十五非門，適于對所述第四控制信號提供所述第二延遲，其中，所述第二施密特觸發器的輸入端接收所述第四控制信號，所述第十五非門的輸出端輸出所述第二延遲信號。

可選地，所述第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關均為PMOS管，各自的第一端為PMOS管的漏極，各自的第二端為PMOS管的源極，各自的控制端為PMOS管的柵極；所述第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關均為NMOS管，各自的第一端為NMOS管的漏極，各自的第二端為NMOS管的源極，各自的控制端為NMOS管的柵極。

為解決上述技術問題，本發明實施例還提供一種開關電源，包括：以上所述的開關控制電路；電感，耦接于所述開關節點與所述開關電源的第一輸入端之間；電容，耦接于所述第一電源節點和第二電源節點之間，所述第二電源節點耦接所述開關電源的第二輸入端。

與現有技術相比，本發明實施例的技術方案具有以下有益效果：

本發明實施例提供一種開關控制電路和開關電源，所述開關控制電路可以包括：導通阻抗依次增大的第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關管，導通阻抗依次增大的第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管；邏輯控制電路，響應于第一PWM信號，適于生成第一控制信號、第二控制信號、第三控制信號和第四控制信號。在本實施例中，當所述第一PWM信號為高電平時，所述開關節點與所述第二電源節點之間的第一電流完成了從所述第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管向所述第一主開關管、第一弱開關管和第二弱開關管的緩慢過渡。而且，在電流的緩慢過渡過程中，所述開關節點與所述第二電源節點之間的電壓從未出現全部加載至導通阻抗最小的第二主開關管之上的情況，僅出現過全部加載至所述第二主開關管、第三弱開關管和第四弱開關管上、全部加載至導通阻抗中等的第三弱開關管和導通阻抗最大的第四弱開關管上，以及全部加載至導通阻抗最大的第四弱開關管上，可以較大限度地防止開關管過載，防止燒毀。

此外，相比于現有技術而言，本發明實施例開關控制電路包括至少兩組、數量為六個的開關管，由于在各個開關管進行開關狀態切換時，所述第二弱開關管和第四弱開關管的導通阻抗不宜過大，否則在所述第一電流加載至二者上時，容易引起二者過載，但是，各個開關管的阻抗也不宜過小，否則不能夠滿足電路的功率損耗要求，在這種情況下，可以通過對各個開關管導通阻抗的靈活配置，均衡地調節所述第一電流在兩組開關管之間的過渡速度，還可以兼顧電路的功率損耗以及對開關管的保護。進一步而言，所述開關電源在沒有明顯性能犧牲的情況下，極大提升EMI性能，減小了開關節點處的電壓振鈴和過沖，避免了開關管的過壓風險。

進一步而言，當所述第一PWM信號由所述第二邏輯電平切換為所述第一邏輯電平時，所述第四控制信號控制所述第三弱開關管關斷并控制所述第二弱開關管導通的過程，與所述第三控制信號控制所述第四弱開關管關斷并控制所述第一弱開關管導通的過程在時間上具有交疊，這可以使得以上所述的第一電流會逐漸地從所述第三弱開關管過渡到所述第四弱開關管，這避免了所述第一電流全部流過導通阻抗最大(也即尺寸最小)的所述第四弱開關管的功率過載風險。

附圖說明

圖1是現有技術的一種包括開關控制電路的Boost電路的電路圖。

圖2是圖1所示的Boost電路中開關節點、第一開關管和第二開關管的控制電壓、寄生阻抗上的電流和電流變化率的波形仿真圖。

圖3是現有技術的另一種Boost電路中開關節點、第一開關管和第二開關管的控制電壓、寄生阻抗上的電流和電流變化率的波形仿真圖。

圖4是本發明實施例開關控制電路的一種示意性結構框圖。

圖5是包括本發明實施例開關控制電路的一種開關電源的示意性結構框圖。

圖6是圖5所示的開關電源中開關節點、第一主開關管的控制電壓、第二主開關管的控制電壓、第一和第四弱開關管的控制電壓以及第二和第三弱開關管的控制電壓、寄生阻抗上的電流和電流變化率的波形仿真圖。

圖7是本發明實施例開關控制電路中邏輯控制電路的一種電路圖。

圖8是本發明實施例開關電源的一種電路圖。

具體實施方式

如背景技術部分所述，以Boost電路為舉例的開關控制電路面臨著在開關快速切換時可能引起EMI輻射、電壓振鈴和過沖的問題。

本申請發明人進一步地對圖1所示的Boost電路進行了分析。繼續參照圖1，在Boost電路100中，為了實現較高的效率，第一開關管N0和第二開關管P0的寬長比都會比較大，從而得到較小的導通阻抗，通常會在100mΩ級別；在典型的大電流應用中，導通阻抗可以達到30～80mΩ。當第一開關管N0導通時，開關節點SW通過低阻抗耦接到地，基于確定大小的電感電流，第一開關管N0的漏極和源極之間的電壓Vds比較小；當第二開關管P0導通時，開關節點SW通過低阻抗輸出所述電壓OUT，基于確定的電感電流，第二開關管P0的漏極和源極之間的電壓Vds也比較小；那么，根據功率與電壓和電流之間的關系，第一開關管N0和第二開關管P0的功率損耗都會比較小，從而得到較高的工作效率。

在PCB上形成的寄生電感，引腳OUT至所述電容Cout之間的走線會引起寄生電感Lpout，走線越長，寄生電感Lpout會相對越大，一般在0.5～1nH，但在一些惡劣的測試環境中，寄生電感Lpout會大于2nH，甚至達到10nH的級別。

而且，由于第一開關管N0和第二開關管P0的導通阻抗非常小，因此開關節點SW處的電平大小的轉換速率會非常快，經過所述寄生電感Lpout(也即經過所述寄生阻抗Rout)的電流變化速率dI(Rout)/dt(以下簡稱dI/dt)會比較大，因此，會在寄生電感Lpout上產生較大的電壓過沖Vspike。舉例而言，以電流變化率dI/dt＝4A/s、L＝1nH、流經電感L的電流為1A，寄生阻抗Rout為0.05Ω為例，那么電壓過沖Vspike＝4A/s×1nH＝4V。由于存在電容Cout，所述Boost電路100的輸出端的電壓會相對穩定(如4.5V)。那么此時，所述開關節點SW處的電壓Vsw可以采用如下公式進行計算：Vsw＝Vout+Vspike+Vdio_p0+I×Rout＝4.5V+4V+0.7V+1A×0.05Ω＝9.25V，其中，Vout為Boost電路100的輸出端的電壓，Vdio_p0為第二開關管P0的寄生二極管的正向壓降，I×Rout為電感L上的電流流過寄生阻抗Rout產生的壓降。可以看出，除了Boost電路100的輸出端的電壓，所述電壓過沖Vspike在電壓Vsw中所占的比重最大，因此，只有減小電壓過沖Vspike才能最大限度地減小開關節點SW處表現出的電壓過沖，而且正是較大的電流變化率dI/dt和寄生電感Lpout的存在，才產生了較大的電壓過沖Vspike。

本申請發明人還對Boost電路100中第一開關管N0的控制電壓V(N0)、第二開關管P0的控制電壓V(P0)、開關節點SW的電平V(SW)以及寄生阻抗Rout上的電流I(Rout)和所述電流變化率dI(Rout)/dt的波形進行了仿真。

如圖2所示，在第一開關管N0的控制端電壓V(N0)和第二開關管P0的控制端電壓V(P0)的作用下，所述開關節點SW處的電壓發生切換，由高電平切換為低電平，寄生阻抗Rout上的電流變化率dI(Rout)/dt中的兩個尖峰分別對應流經所述寄生阻抗Rout的電流I(Rout)從1A變化至0A和從0A變化至1A的兩個切換過程，且兩個峰值高達6至8A/ns，這意味著如果存在1nH的寄生電感Lpout，將導致開關節點SW處具有至少6A/ns×1nH＝6V的過沖電壓；并且開關節點SW從高電平切換到低電平，或從低電平切換到高電平的切換時間不足1ns，這會產生極大的EMI輻射干擾。

現有通常的一個改善方案是在圖1所示的Boost電路100的基礎上，將開關控制電路部分的邏輯控制電路中用于驅動第一開關管N0和第二開關管P0的驅動電路減弱，也即將非門U4和U8的尺寸減小，非門U4和U8的下拉驅動能力減弱。相比改進之前，非門U4和U8將需要更長的時間去關閉第一開關管N0和第二開關管P0，使得第一開關管N0和第二開關管P0在切換開關節點SW電平狀態的過程中需要維持更長的導通時間。這種改進將會減小所述電流變化率dI/dt，進而減小EMI輻射和電壓過沖，但會導致開關節點SW電平狀態的切換時間變得很長，達到改進前的1.5至2倍，這與開關控制電路的高開關速度所期望的短切換時間是相悖的。因此，將第一開關管N0和第二開關管P0的導通速率減緩以獲得較小的電流變化率是一種犧牲很大、但獲益較小的低效率方案。

具體而言，由圖3中的波形仿真圖可以得出，在第一開關管N0的控制端電壓V(N0)和第二開關管P0的控制端電壓V(P0)的作用下，所述開關節點SW處的電壓發生切換，由高電平切換為低電平，在此過程中，寄生電阻Rout上的電流變化率dI(Rout)/dt的兩個尖峰值會減小到約2A/ns，這意味著如果存在1nH的寄生電感Lpout，那么將導致開關節點SW處具有至少2A/ns×1nH＝2V的過沖電壓。相比于圖2所示的改進前的波形仿真圖，這在一定程度上減小了電流變化率dI/dt，進而減小了開關節點SW處的電壓過沖，但卻使得第一開關管N0和第二開關管P0的控制信號的穩定建立時間增加到改進前的2至3倍，這會嚴重影響到高速boost電路的工作性能。總之，這種改進方法在有限地減小了開關節點SW處的電壓過沖的同時，缺點十分明顯。

因此，基于以上分析可知，現有技術針對降低開關控制電路在開關快速切換時引起的EMI輻射、電壓振鈴和過沖這一技術問題，其改進方案盡管可以達到這一目的，然而，卻嚴重影響了開關控制電路的工作性能，這在工作頻率為例如大于2MHz的開關控制電路設計中甚至不能接受，因此，現有技術的開關控制電路在解決上述技術問題時采用的方案欠佳。

針對以上所述的技術問題，本發明實施例提出一種開關控制電路，在幾乎不影響開關控制電路的工作性能的情況下，合理且有效降低開關控制電路在開關快速切換時引起的EMI輻射、電壓振鈴和過沖。

為使本發明的上述目的、特征和有益效果能夠更為明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施例做詳細的說明。

圖4是本發明實施例開關控制電路的一種示意性結構框圖。

如圖4所示，本發明實施例開關控制電路200可以包括：導通阻抗依次增大的第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3、導通阻抗依次增大的第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3和邏輯控制電路10。

其中，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3的第一端均耦接開關節點SW，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3的第二端均耦接第一電源節點PWR1；所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3的第一端均耦接所述開關節點SW，所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3的第二端均耦接第二電源節點PWR2。

在具體實施中，所述第一主開關管P1和第二主開關管N1可以為大尺寸開關管；所述第一弱開關管P2和第三弱開關管N2可以為中等尺寸開關管，其導通阻抗可以為所述第一主開關管P1或第二主開關管N1的2～5倍；所述第二弱開關管P3和第四弱開關管N3可以為小尺寸開關管，其導通阻抗可以為所述第一主開關管P1或第二主開關管N1的5～20倍。

當控制端的信號為第一邏輯電平(例如低電平)時，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3受控導通，所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3受控關斷；當控制端的信號為不同于所述第一邏輯電平的第二邏輯電平(例如高電平)時，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3受控關斷，所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3受控導通。

所述邏輯控制電路10響應于第一PWM信號PWM1，適于生成第一控制信號Ctrl1并傳輸至所述第一主開關管P1的控制端，生成第二控制信號Ctrl2并傳輸至所述第二主開關管N1的控制端，生成第三控制信號Ctrl3并傳輸至所述第一弱開關管P2和第四弱開關管N3的控制端，生成第四控制信號Ctrl4并傳輸至所述第二弱開關管P3和第三弱開關管N2的控制端。

當所述第一PWM信號PWM1由所述第二邏輯電平(例如高電平)切換為所述第一邏輯電平(例如低電平)時，所述第二控制信號Ctrl2控制所述第二主開關管N1關斷，而后所述第四控制信號Ctrl4控制所述第三弱開關管N2關斷并控制所述第二弱開關管P3導通，所述第三控制信號Ctrl3控制所述第四弱開關管N3關斷并控制所述第一弱開關管P2導通，而后所述第一控制信號Ctrl1控制所述第一主開關管P1導通。

當所述第一PWM信號PWM1由所述第一邏輯電平(例如低電平)切換為所述第二邏輯電平(例如高電平)時，所述第一控制信號Ctrl1控制所述第一主開關管P1關斷，而后所述第三控制信號Ctrl3控制所述第一弱開關管P2關斷并控制所述第四弱開關管N3導通，所述第四控制信號Ctrl4控制所述第二弱開關管P3關斷并控制所述第三弱開關管N2導通，而后所述第一控制信號Ctrl1控制所述第二主開關管N1導通。

具體分析而言，當所述第一PWM信號PWM1為高電平時，所述開關節點SW與所述第二電源節點PWR2之間的電流(設為第一電流)被分配至所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3上。由于所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3的導通阻抗依次增大，三個開關管并聯后的導通阻抗非常小，所以落在三個開關管的源極漏極之間的壓降非常小，進而在三個開關管上的功率損耗非常小。

當所述第一PWM信號PWM1由高電平切換為低電平時，在所述邏輯控制電路10的作用下，首先第二主開關管N1關斷，使得所述第一電流被分配至所述第三弱開關管N2和第四弱開關管N3上；而后，經過若干時間的延遲，所述第三弱開關管N2關斷，所述第二弱開關管P3導通，使得所述第一電流被分配至所述第二弱開關管P3和第四弱開關管N3上，所述第四弱開關管N3關斷，所述第一弱開關管P2導通，使得所述第一電流被分配至所述第一弱開關管P2和第二弱開關管P3上；而后，所述第一主開關管P1導通，使得所述第一電流被分配至所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3上。

以上過程中，在各個開關管進行開關狀態切換的同時，所述第一電流完成了從所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3向所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3的緩慢過渡。而且，可以看出，在電流的緩慢過渡過程中，所述開關節點SW與所述第二電源節點PWR2之間的電壓從未出現全部加載至導通阻抗最小的第二主開關管N1之上的情況，僅出現過全部加載至所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3上、全部加載至導通阻抗中等的第三弱開關管N2和導通阻抗最大的第四弱開關管N3上，以及全部加載至導通阻抗最大的第四弱開關管N3上，可以較大限度地防止開關管過載，防止燒毀。此外，相比于圖1所示的開關控制電路100僅包括第一開關管N0和第二開關管P0而言，本發明實施例開關控制電路200包括至少兩組、數量為六個的開關管，由于在各個開關管進行開關狀態切換時，所述第二弱開關管P3和第四弱開關管N3的導通阻抗不宜過大，否則在所述第一電流加載至二者上時，容易引起二者過載，但是，各個開關管的阻抗也不宜過小，否則不能夠滿足電路的功率損耗要求，在這種情況下，可以通過對各個開關管導通阻抗的靈活配置，均衡地調節所述第一電流在兩組開關管之間的過渡速度，還可以兼顧電路的功率損耗以及對開關管的保護。

同理，也即當所述第一PWM信號PWM1為低電平時，所述開關節點SW與所述第一電源節點PWR1之間的電流(設為第二電流)被分配至所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3上。當所述第一PWM信號PWM1由低電平切換為高電平時，在所述邏輯控制電路10的作用下，首先第一主開關管P1關斷，使得所述第一電流被分配至所述第一弱開關管P2和第二弱開關管P3上；而后，經過若干時間的延遲，所述第一弱開關管P2關斷，所述第四弱開關管N3導通，使得所述第一電流被分配至所述第二弱開關管P3和第四弱開關管N3上，所述第二弱開關管P3關斷，所述第三弱開關管N2導通，使得所述第一電流被分配至所述第三弱開關管N2和第四弱開關管N3上；而后，所述第二主開關管N1導通，使得所述第一電流被分配至所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3上。

以上過程中，在各個開關管進行開關狀態切換的同時，所述第二電流完成了從所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關管P3向所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3的緩慢過渡。而且，同樣可以較大限度地防止開關管過載，防止燒毀。此外，還可以通過對各個開關管導通阻抗的靈活配置，均衡地調節所述第一電流在兩組開關管之間的過渡速度，還可以兼顧電路的功率損耗以及對開關管的保護。

在具體實施中，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關可以均為PMOS管，各自的第一端為PMOS管的漏極，各自的第二端為PMOS管的源極，各自的控制端為PMOS管的柵極。所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關可以均為NMOS管，各自的第一端為NMOS管的漏極，各自的第二端為NMOS管的源極，各自的控制端為NMOS管的柵極。

需要說明的是，本發明實施例不應對以上所述的各個開關管的具體形式進行限制。其中，所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關還可以均為NMOS管，其控制端的電壓為高電平時導通；所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關可以均為PMOS管，其控制端的電壓為低電平時導通，只要滿足所述開關控制電路200對各個開關管的導通或關斷的條件即可。本實施例僅以所述第一主開關管P1、第一弱開關管P2和第二弱開關可以均為PMOS管，所述第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關可以均為NMOS管為例進行說明。

進一步而言，在具體實施中，當所述第一PWM信號PWM1由所述第二邏輯電平切換為所述第一邏輯電平時，所述第四控制信號Ctrl4控制所述第三弱開關管N2關斷并控制所述第二弱開關管P3導通的過程，與所述第三控制信號Ctrl3控制所述第四弱開關管N3關斷并控制所述第一弱開關管P2導通的過程在時間上可以具有交疊。也即當所述第二控制信號Ctrl2開始控制所述第三弱開關管N2關斷，卻又未完全關斷時，所述第三控制信號Ctrl3開始控制所述第四弱開關管N3導通，可以使得以上所述的第一電流會逐漸地從所述第三弱開關管N2過渡到所述第四弱開關管N3，這避免了電流全部流過導通阻抗最大(也即尺寸最小)的所述第四弱開關管N3的功率過載風險。

同理，在具體實施中，當所述第一PWM信號PWM1由所述第一邏輯電平切換為所述第二邏輯電平時，所述第三控制信號Ctrl3控制所述第一弱開關管P2關斷并控制所述第四弱開關管N3導通的過程，與所述第四控制信號Ctrl4控制所述第二弱開關管P3關斷并控制所述第三弱開關管N2導通的過程在時間上可以具有交疊，可以避免電流全部流過所述第二弱開關管P3的功率過載風險，所述第二電流可以完成從PMOS開關管到NMOS開關管的相對平滑的切換過程。

繼續以所述開關控制電路200應用于開關電源為例。

圖5是包括本發明實施例開關控制電路200的一種開關電源的示意性結構框圖。參照圖5所示，以Boost電路為例，除了所述開關控制電路200，開關電源300還可以包括電感L和電容Cout，所述電感L耦接于所述開關節點SW與所述開關電源300的第一輸入端之間，所述電容Cout耦接于所述第一電源節點PWR1和第二電源節點PWR2之間，所述第二電源節點PWR2耦接所述開關電源300的第二輸入端。所述第一電源節點PWR1輸出負載電流Iload為負載電路(圖未示)供電。其中，如背景技術部分所述，如果將所述開關電源300封裝于芯片，那么，芯片封裝的引腳SW、OUT和GND上可能引起寄生阻抗，分別記為電阻Rsw、Rout和Rgnd，同時，由于在PCB上，引腳OUT至所述電容Cout之間的走線會引起寄生電感Lpout。

圖6是圖5所示的開關電源300中開關節點SW、第一主開關管P1的控制電壓、第二主開關管N1的控制電壓、第一和第四弱開關管N3的控制電壓以及第二和第三弱開關管N2的控制電壓、寄生阻抗Rout上的電流和電流變化率的波形仿真圖。

如圖6所示，所述第一控制信號Ctrl1的幅度表示為電壓V(P1)，所述第二控制信號Ctrl2的幅度表示為電壓V(N1)，所述第三控制信號Ctrl3的幅度表示為電壓V(P2_N3)，所述第四控制信號Ctrl4的幅度表示為電壓V(P3_N2)。在本實施例中，所述電壓V(P1)、電壓V(N1)、電壓V(P2_N3)和電壓V(P3_N2)均由低電平變換為高電平。并且，所述電壓V(P1)、電壓V(P3_N2)、電壓V(P2_N3)和電壓V(N1)的高電平持續時間依次遞減，并且，在后一個為低電平時，需保證前一個為高電平，以控制所述開關節點SW處的電壓受控由高電平切換為低電平。一方面保證了在第二主開關管N1、第三弱開關管N2和第四弱開關管N3都關斷后，所述第一主開關管P1才受控開啟，此過程保證了所述第二主開關管N1快速關斷和所述第一主開關管P1快速導通之間滿足兩相非交疊時序；另一方面也保證了所述第三弱開關管N2關斷的過程與所述第四弱開關管N3關斷的過程在時間上可以具有交疊。

在圖6中，所述寄生電阻Rout上的電流變化率dI(Rout)/dt的兩個尖峰值會減小到0.7～0.9A/ns，這意味著如果存在1nH的寄生電感Lpout，那么根據前文的分析，將會導致所述開關節點SW處僅產生0.7A/ns×1nH＝0.7V的過沖電壓。相比于現有技術(具體參照圖2和圖3的仿真結果)，本發明實施例開關控制電路200極大地減小了寄生電阻Rout上的電流變化率dI(Rout)/dt，以此減小了所述開關節點SW處的尖峰過沖。盡管所述開關節點SW的電平切換速率明顯減緩，但各個開關管的控制端所接收的電壓信號的建立時間卻并沒有明顯增加。在沒有明顯性能犧牲的情況下，極大提升抗EMI性能，減小了開關節點SW處的電壓振鈴和過沖，避免了NMOS開關管的過壓風險。

圖7是本發明實施例開關控制電路中邏輯控制電路的一種電路圖。

在具體實施中，所述第一PWM信號PWM1可以由脈寬調制電路生成，也可以由Boost電路的控制環路產生，頻率一般在1MHz至10MHz，使得所述第一PWM信號PWM1的占空比可調，以影響所述開關控制電路200中各個開關管的導通和關斷時間，進而影響各個開關管的工作效率。

如圖7所示，在具體實施中，所述邏輯控制電路10可以包括第一邏輯單元(圖中未標示)、第二邏輯單元(圖中未標示)、第三邏輯單元(圖中未標示)、第四邏輯單元(圖中未標示)和第五邏輯單元(圖中未標示)。

其中，所述第一邏輯單元適于根據所述第一PWM信號PWM1、第一延遲信號Delay1和第二延遲信號Delay2得到所述第一控制信號Ctrl1，其中，所述第一延遲信號Delay1相比于所述第三控制信號Ctrl3具有第一延遲，所述第二延遲信號Delay2相比于所述第四控制信號Ctrl4具有第二延遲。

所述第二邏輯單元適于根據所述第一PWM信號PWM1、第一延遲信號Delay1和第二延遲信號Delay2得到所述第二控制信號Ctrl2。

所述第三邏輯單元適于根據所述第一控制信號Ctrl1、第二控制信號Ctrl2和第一PWM信號PWM1得到第五控制信號Ctrl5。

所述第四邏輯單元適于根據所述第五控制信號Ctrl5和所述第四控制信號Ctrl4得到所述第三控制信號Ctrl3。

所述第五邏輯單元適于根據所述第五控制信號Ctrl5和所述第三控制信號Ctrl3得到所述第四控制信號Ctrl4。

具體地，所述第一邏輯單元可以包括：按順序級聯的第一或非門U1、第一非門U2、第二非門U3和第三非門U4，所述第一或非門U1接收所述第一PWM信號PWM1、第一延遲信號Delay1和第二延遲信號Delay2，所述第三非門U4的輸出端輸出所述第一控制信號Ctrl1。

具體地，所述第二邏輯單元可以包括：按順序級聯的第一與非門U5、第四非門U6、第五非門U7和第六非門U8，所述第一與非門U5接收所述第一PWM信號PWM1、第一延遲信號Delay1和第二延遲信號Delay2，所述第六非門U8的輸出端輸出所述第二控制信號Ctrl2。

具體地，所述第三邏輯單元可以包括：第二與非門U9、第七非門U10和第三與非門U11。

其中，所述第二與非門U9接收所述第一控制信號Ctrl1和第一PWM信號PWM1；所述第七非門U10接收所述第二控制信號Ctrl2；所述第三與非門U11的第一輸入端耦接所述第二與非門U9的輸出端，所述第三與非門U11的第二輸入端耦接所述第七非門U10的輸出端，所述第三與非門U11的輸出端輸出所述第五控制信號Ctrl5。

具體地，所述第四邏輯單元可以包括：按順序級聯的第二或非門U12、第八非門U13、第九非門U14和第十非門U15，所述第二或非門U12接收所述第五控制信號Ctrl5和所述第四控制信號Ctrl4，所述第十非門U15的輸出端輸出所述第三控制信號Ctrl3。

具體地，所述第五邏輯單元包括：按順序級聯的第四與非門U16、第十一非門U17、第十二非門U18和第十三非門U19，所述第四與非門U16接收所述第五控制信號Ctrl5和所述第三控制信號Ctrl3，所述第十三非門U19的輸出端輸出所述第四控制信號Ctrl4。

進一步地，所述邏輯控制單元還可以包括：級聯的第一施密特觸發器U20和第十四非門U21，以及級聯的第二施密特觸發器U22和第十五非門U23。

所述級聯的第一施密特觸發器U20和第十四非門U21適于對所述第三控制信號Ctrl3提供所述第一延遲，其中，所述第一施密特觸發器U20的輸入端接收所述第三控制信號Ctrl3，所述第十四非門U21的輸出端輸出所述第一延遲信號Delay1。

所述級聯的第二施密特觸發器U22和第十五非門U23適于對所述第四控制信號Ctrl4提供所述第二延遲，其中，所述第二施密特觸發器U22的輸入端接收所述第四控制信號Ctrl4，所述第十五非門U23的輸出端輸出所述第二延遲信號Delay2。

在具體實施中，所述第一或非門U1、第一非門U2、第二非門U3和第三非門U4的尺寸可以以5～10倍逐級增大，以符合合理的延時時序，因此，所述第三非門U4能夠足以驅動大尺寸的第一主開關管P1；所述第一與非門U5、第四非門U6、第五非門U7和第六非門U8的驅動尺寸也可以以5～10倍逐級增大，所述第六非門U8能夠足以驅動大尺寸的第二主開關管N1；所述第二或非門U12、第八非門U13、第九非門U14和第十非門U15的驅動尺寸通常以5～10倍逐級增大，以符合既定的延時時序，所述第十非門U15能夠驅動第一弱開關管P2和第四弱開關管N3；所述按順序級聯的第四與非門U16、第十一非門、第十二非門U18和第十三非門U19的驅動尺寸通常以5～10倍逐級增大，所述第十三非門U19能夠驅動第三弱開關管N2和第二弱開關管P3。

結合圖4和圖7所示，以所述第一PWM信號PWM1由高電平變化為低電平為例，所述開關控制電路按順序歷經“第二主開關管N1快速關斷”、“第三弱開關管N2關斷，第二弱開關管P3導通”、“第四弱開關管N3關斷，第一弱開關管P2導通”和“第一主開關管P1快速導通”幾個過程。以下用0表示低電平，用1表示高電平。

第二主開關管N1快速關斷：所述第一PWM信號PWM1由1變化為0時，第一與非門U5的輸出端從0到1，經過第四非門U6、第五非門U7和第六非門U8，第六非門U8輸出從1到0，將第二主開關管N1關斷。因為U8的驅動能力很強，第二主開關管N1會被快速關斷。

第三弱開關管N2關斷，第二弱開關管P3導通：第六非門U8輸出從1到0，從而第七非門U10輸出從0到1；第二與非門U9的輸出從0到1；第二與非門U9和第七非門U10的輸出均從0到1，使得第三與非門U11的輸出從1到0，從而第四與非門U16的輸出從0到1，經過第十一非門U17、第十二非門U18和第十三非門U19，第十三非門U19的輸出從1到0，將第三弱開關管N2關斷，第二弱開關管P3導通；由于第十三非門U19的輸出阻抗比較大，因此第三弱開關管N2關斷和第二弱開關管P3導通的過程相對會慢一些。第三弱開關管N2和第二弱開關管P3會有一定的電流穿通，但由于第三弱開關管N2和第二弱開關管P3本身的導通阻抗均比較大，電流穿通電流很小，時間比較短，功率損耗非常有限。

第四弱開關管N3關斷，第一弱開關管P2導通：第十三非門U19的輸出從1到0，第三與非門U11的輸出之前已從1到0，從而第二或非門U12的輸出從0到1，經過第八非門U13、第九非門U14和第十非門U15，第十非門U15的輸出從1到0，將第四弱開關管N3關斷，第一弱開關管P2導通；同樣地，由于第十非門U15的輸出阻抗比較大，因此第四弱開關管N3關斷和第一弱開關管P2導通的過程相對會慢一些。第四弱開關管N3和第一弱開關管P2會有一定的電流穿通，但由于第四弱開關管N3和第一弱開關管P2本身的導通阻抗均比較大，電流穿通電流很小，時間比較短，功率損耗非常有限。

其中，“第四弱開關管N3關斷-第一弱開關管P2導通”相對“第三弱開關管N2關斷-第二弱開關管P3導通”兩個過程之間會經過第二或非門U12、第八非門U13、第九非門U14和第十非門U15的延時鏈，這個延時本身會比較小，因此“第四弱開關管N3關斷-第一弱開關管P2導通”和“第三弱開關管N2關斷-第二弱開關管P3導通”兩個過程會存在一定的交疊時間。

第一主開關管P1快速導通：所述第一PWM信號PWM1由1變化為0時，第十三非門U19和第十非門U15的輸出依次從1到0，從而第一或非門U1的輸出從0到1，經過第一非門U2、第二非門U3和第三非門U4，第三非門U4的輸出從1到0，將第一主開關管P1導通。由于第三非門U4的驅動能力很強，第一主開關管P1會被快速導通。

需要說明的是，所述邏輯控制電路的具體結構不限定于以上圖7所示出的結構。本領域技術人員應當了解的是，在數字電路設計中，可以根據確定的輸入與輸出的數字邏輯需求設計出多種邏輯控制電路。本實施例不再一一贅述。

圖8是本發明實施例開關電源的一種電路圖。

參照圖8所示，本發明實施例還公開一種開關電源400，所述開關電源400可以包括所述開關控制電路200、電感L和電容Cout。

其中，所述電感L耦接于所述開關節點SW與所述開關電源400的第一輸入端之間。所述電容Cout耦接于所述第一電源節點PWR1和第二電源節點PWR2之間，所述第二電源節點PWR2耦接所述開關電源400的第二輸入端，此時，所述開關電源400形成Boost電路。

然而，所述開關電源400并不限于Boost電路，所述開關電源400還可以通過調節所述電感和電容的連接方式以實現不同的電路架構，例如Buck電路或者Buck-Boost電路。

所述開關電源400的更多信息請參照以上實施例的詳細描述，此處不再贅述。

需要說明的是，本文中的“高電平”指的是可被識別為數字信號“1”的電平范圍，“低電平”指的是可被識別為數字信號“0”的電平范圍，二者是相對的概念，其具體電平范圍并不做具體限制。

雖然本發明披露如上，但本發明并非限定于此。任何本領域技術人員，在不脫離本發明的精神和范圍內，均可作各種更動與修改，因此本發明的保護范圍應當以權利要求所限定的范圍為準。