用于提高準方波功率轉換器效率的系統和方法與流程

本申請案涉及一種用于提高準方波功率轉換器效率的系統和方法。

背景技術：

功率轉換器(例如墻式插頭轉換器)用于許多應用，例如給移動電話、便攜式計算機、其他便攜式計算裝置(例如平板電腦)及其類似者充電。供此類功率轉換器用的電源得益于增大的功率密度，以便減小大小(例如)來與計算裝置自身越來越小巧的趨向保持同步。

準方波是指在重負載情況下非常有效的功率轉換器拓撲結構。然而，在輕負載情況下——例如，在10W下操作30W轉換器——準方波轉換器不如其它轉換器拓撲結構有效。此外，各種認證標準(例如能源之星(Energy Star))可能對功率轉換器在全載及減小的負載兩種情況下均強加某些效率要求以便授予認證。

技術實現要素：

在本發明的一個實施例中，揭示一種功率轉換器。所述功率轉換器包含：功率級，所述功率級包含開關模式電源的開關節點，所述開關節點利用經配置以激勵電感電路的功率場效應晶體管(FET)而耦合至輸入電壓節點且利用與所述電感電路并聯的同步整流器而耦合至接地節點；以及控制器，所述控制器耦合至所述功率級且用于以互補方式控制所述功率FET與同步整流器的切換，其中所述控制器經配置以在第一切換循環期間：接通所述功率FET；隨后接通所述同步整流器，并且響應于通過所述電感電路的電流大致為零而切斷所述同步整流器；且隨后在進入第二切換循環之前再次接通所述同步整流器來產生通過所述電感電路的負電流。

在本發明的一個實施例中，揭示一種用于功率級的控制器。所述用于功率級的控制器包含：用于經配置以激勵電感電路的功率場效應晶體管(FET)的控制電路，所述控制電路經配置以使所述控制器在第一切換循環中接通所述功率級的所述功率FET；用于所述功率級的同步整流器的控制電路，所述控制電路經配置以在所述第一切換循環中：隨后接通所述功率級的所述同步整流器，從而使通過所述功率級的所述電感電路的電流減小，并且響應于通過所述電感電路的所述電流大致為零而切斷所述同步整流器；且隨后在進入第二切換循環之前再次接通所述同步整流器來產生通過所述電感電路的負電流。

在本發明的另一實施例中，揭示一種用于控制功率級的方法。所述方法包含：開關模式電源的開關節點利用經配置以激勵電感電路的功率場效應晶體管(FET)而耦合至輸入電壓節點且利用與所述電感電路并聯的同步整流器而耦合至接地節點，所述方法包含：在第一切換循環期間接通所述功率FET；隨后接通所述同步整流器，并且響應于通過所述電感電路的電流大致為零而切斷所述同步整流器；且隨后在進入第二切換循環之前再次接通所述同步整流器來產生通過所述電感電路的負電流。

附圖說明

為了詳細描述各種實例，現在參考隨附圖式，其中：

圖1展示根據本發明的各種實例供使用的示例性準方波功率轉換器拓撲結構。

圖2a展示通過電感電路的開關節點電壓及電流的隨時間而變的波形；

圖2b展示針對在重負載及輕負載情況下的功率轉換器操作的示例性波形；

圖3展示根據本發明的各種實例的表示隨時間而變的且依據一種控制方案的通過電感電路的柵極驅動控制信號、開關節點電壓及電流的波形；

圖4展示根據本發明的各種實例的一種功率轉換器，所述功率轉換器包括用于功率級的實施控制方案的控制器；

圖5展示根據本發明的各種實例供使用的替代示例性準方波功率轉換器拓撲結構；以及

圖6展示根據本發明的各種實例的方法的流程圖。

具體實施方式

在整個以下描述及權利要求中使用某些術語來指代特定系統組件。如所屬領域的技術人員將了解，不同公司可利用不同名稱來指代一個組件。本文并不意欲對名稱不同而非功能不同的組件進行區分。在以下討論中并且在權利要求書中，術語“包括”和“包含”以開放式方式使用，并且因此應解釋為意指“包括(但不限于)……”。同樣，術語“耦合”意欲表示間接或直接的有線或無線連接。因此，如果第一裝置耦合到第二裝置，那么所述連接可能是通過直接連接，或通過經過其它裝置和連接的間接連接。

本發明的實例針對控制準方波轉換器拓撲結構以使轉換器效率即便在輕負載情況下也得以提高，這樣產生在各方面較高效并且較適合用于優先考慮功率密度的應用的準方波轉換器。此外，此等實例產生較可能符合各種效率認證標準的功率轉換器，提供對潛在客戶較具吸引力的功率轉換器。

一種準方波拓撲結構是降壓轉換器，它利用如圖1中所展示的功率級100。降壓轉換器100包括高側切換裝置102(可能較泛稱為功率場效應晶體管(FET))及低側切換裝置104(可能較泛稱為同步整流器)。功率FET 102將開關節點106耦合至輸入或電源電壓節點108，而同步整流器104則將開關節點106耦合至接地節點110。降壓轉換器100還包括電感電路112，所述電感電路包括串聯的電感器114和電容器116。電感電路112還將開關節點106耦合至接地節點110，且因此與同步整流器104并聯。在標記為118的電壓輸出處采集轉換器100的輸出電壓。

功率FET 102和同步整流器104按互補方式切換；也就是說，一個裝置導電時，另一個不導電，且反之亦然。當然，歸因于設計公差等等，可能在裝置102、104中的一者導電或不導電之間存在輕微交疊或間隔。在正常操作中，開關節點106(亦標記為Vsw)在功率FET 102導電時被拉至電源電壓108，且在同步整流器104導電時被拉至接地110。電感電路112充當低通濾波器，它在存在開關節點106的高頻切換的情況下將輸出電壓118濾波為直流電壓。可定制電感電路112的切換頻率和大小設計以針對特定應用而在輸出118處供應合適電壓。

歸因于功率FET 102與同步整流器104的寄生電容，開關節點106存在至電源電壓節點108和至接地110兩者的電容。因此，每當功率FET 102或同步整流器104切換時，發生額外損失。然而，在準方波轉換器拓撲結構中，儲存于電容器中原本會損失的能量憑藉通過切換裝置102、104的智能操作來與電感器諧振而得以恢復。具體來說，且如下文相對于圖2a將進一步詳細解釋的，可采用軟切換以使得電感器114輔助對開關節點106所見的電容充電或放電，從而減輕寄生電容對轉換器100的效率的影響。

圖2a展示通過電感電路112的開關節點106電壓202與電流204相比的隨時間而變的波形。在此實例中，開關節點106處的電壓202在0V至約380V的范圍內變化；通過電感器114的電流204經過大致為4.6A的峰-峰紋波值。當功率FET 102在時間206處接通時，開關節點106電壓202斜升至電源電壓108，這繼而產生跨越電感器114的正向電壓(即，電源電壓108減去輸出電壓118)，且因此電感器電流204相應地斜升。在時間208處，當功率FET 102斷開且同步整流器104接通時，開關節點106電壓202被拉至接地110，這繼而產生跨越電感器114的負電壓(即，接地110減去輸出電壓118)，從而導致電感器電流204斜降。

功率FET 102和同步整流器104的切換頻率以及電感電路112的大小設計以一種方式設計，所述方式使得當電感器電流204斜降時，允許電流204如210所展示變為負的。通過電感器114的負電流具有以諧振方式將開關節點106拉至輸入電壓以及對同步整流器104的寄生電容充電且以諧振方式將功率FET 102的寄生電容放電至輸入的作用，這產生對于轉換器100而言極高的效率，這是因為開關節點106無須在被拉至輸入電壓108后即刻對寄生電容充電。

然而，如圖2b中所展示，轉換器100的效率在輕負載情況下降低。圖2b展示針對圖1中所展示的降壓轉換器100在重負載250情況下和輕負載260情況下的示例性波形250、260。重負載實例250類似于圖2a中展示的波形，且因此為簡潔起見，此處不重復所述解釋。然而，重負載實例250的確進一步添加了柵極驅動信號252、254，所述信號分別對應于接通功率FET 102和同步整流器104。如上文所解釋，所述電流被略微負牽引以充電，且因此減輕功率FET 102和同步整流器104的寄生電容的影響。轉換器100的輸出電流是平均電流256，也稱為Iavg。在重負載實例250中，平均電流256相對于峰-峰電流紋波較高。舉例來說，平均電流與峰-峰電流紋波值的比率可能近似大致0.25。

然而，在輕負載實例260中，增大了功率FET 102和同步整流器104的切換頻率(如由柵極驅動信號252、254所展示)以便降低通過電感器114的平均電流258。然而，峰-峰電流紋波與在平均電流258的降低相比仍相對較高。舉例來說，在常規系統中，平均電流與峰-峰電流紋波值的比率可能近似大致0.05或甚至更低。由于峰-峰紋波并非相對于平均電流258中所經歷的降低而按比例降低，因此導致效率上的降低。此外，因為切換頻率在輕負載情況下增大，所以柵極驅動損失增大。也就是說，每當功率FET 102或同步整流器104接通時，柵極端子電壓增大超出其閾值電壓。此過程需要一定量的能量，且因此當切換頻率增大時，需要更頻繁地耗散柵極驅動能量且因此與驅動柵極相關聯的功率增大。柵極驅動損失的增大導致效率方面的額外降低，所述降低大致等于輸出功率減去任何柵極驅動損失除以輸入功率。針對輕負載效率的傳統改進策略(例如突發模式和谷/峰切換)遭受增大的損失，這些損失歸因于切換裝置的寄生電容及/或需要大量濾波器來處理在輕負載情況下由低頻切換所導致的電磁干擾(EMI)問題。

圖3展示根據本發明的各種實例的由一種控制方案的實施所產生的示例性波形300，所述控制方案用于尤其在輕負載的情況下產生經提高的效率的準方波功率轉換器(例如，降壓轉換器100)。具體來說，在第一切換循環的開始處(標示為301)，提供柵極驅動信號302來接通功率FET 102。隨后，提供柵極驅動信號304來以互補方式接通同步整流器104(即，功率FET 102已斷開)。然而，不同于以上解釋的方法(其中允許電感器電流308變為負)，本發明的實例在電感器電流308大致為零時(如310處所展示)斷開同步整流器104，這樣由于電感器114與切換裝置102、104的電容諧振而導致開關節點電壓306振蕩。

在多個振蕩之后(取決于置放于功率轉換器100上的負載而定)且在下一個切換循環中接通功率FET 102之前(即，仍在同一切換循環中)，再次短暫接通同步整流器104以引入通過電感器114的負電流308。振蕩的具體數目取決于負載，且如下文將進一步詳細解釋，可由使用(例如)查找表的控制器來確定。可接通同步整流器104以在開關節點106電壓306近零時引入負電感器114電流308。

對通過電感器114的負電流的引入導致開關節點106在零電壓的情況下軟切換；也就是說，開關節點電壓306在下一個切換循環中接通功率FET 102之前諧振上升，從而在不受與功率FET 102和同步整流器104相關聯的寄生電容的影響的情況下準許軟切換。所述下一個或第二個切換循環以類似于剛剛所描述的切換循環的方式繼續。因此，切換頻率降低，但仍高得足以(例如，高于相對應的突發模式技術)不影響EMI濾波器大小。同時，零電壓切換經保留來將因功率FET 102和同步整流器104的寄生電容所致的損失最小化。因此，準方波轉換器在輕負載情況下的效率得以提高，同時零電壓切換得以保留。

圖4展示根據各種實施例的一種功率轉換器，包括控制器400和功率級410，其中上文相對于圖1解釋了此特定實例中的降壓轉換器功率級。所屬領域的技術人員將了解，其它此類功率級(例如反激式轉換器級)可連同本發明的實例加以利用而得到類似益處。控制器400包括功率FET控制電路402和同步整流器控制電路404。應理解，為便于解釋而將這些電路402、404展示為獨立的實體；然而，電路402、404可按更緊密耦合的方式實施或甚至在一起，且可共享各種功能塊、輸入、輸出等等。

控制器400耦合至功率級410以按照如上文所描述的互補方式控制功率FET 102和同步整流器104的切換。控制器400通過功率FET控制電路402在第一切換循環開始處提供柵極驅動信號302來接通功率FET 102。功率FET控制電路402還根據功率轉換器的輸出負載來控制功率FET 102接通多久的持續時間。隨后，控制器400通過同步整流器控制電路404提供柵極驅動信號304來以互補方式接通同步整流器104(即，柵極驅動信號302已斷開功率FET 102)。

如上文所解釋，在接通同步整流器104后，通過電感器114的電流即刻響應于穿過電感器114的負電壓(即，接地110減去輸出電壓118)而斜降。響應于通過電感器114的電流達到大致零，同步整流器控制電路404斷開同步整流器104而非允許電流變為負，通常需要這樣來保證開關節點106的軟切換。這樣導致開關節點106電壓因電感器114與切換裝置102、104的電容諧振而振蕩，如上文所解釋。

控制器通過同步整流器控制電路404監測開關節點106在振蕩狀態中的多個振蕩。在已達到某一數目的振蕩之后(即，根據功率轉換器的輸出負載提供適當切換頻率)，同步整流器控制電路404即刻在進入下一個切換循環之前再次提供柵極驅動信號304來接通同步整流器104。也就是說，在下一個切換循環中接通功率FET 102之前，在同一切換循環期間第二次接通同步整流器104，這樣引入通過電感器114的負電流。

應了解，切換頻率取決于電感器114的大小設計。在一個實例中，利用15.5μH電感器，其在全載(大致0.55A)時產生大致900KHz的切換頻率。在輕負載情境(例如，大致0.055A)中，常規的準方波轉換器可能產生大致1.9MHz的切換頻率。然而，通過利用本發明的實例，實現大致380KHz的切換頻率，從而使效率提高。

同步整流器控制電路404經配置以在開關節點106的電壓接近或為0V時接通同步整流器104。因此，對通過電感器114的負電流的引入使開關節點106在零電壓的情況下軟切換；也就是說，開關節點106電壓在下一個切換循環中接通功率FET 102之前諧振上升，從而在不受與功率FET 102和同步整流器104相關聯的寄生電容影響的情況下準許軟切換。

控制器400通過控制電路402、404在下一個或第二個切換循環及隨后的切換循環期間以類似方式繼續。因此，切換頻率降低，但仍高得足以(例如，高于相對應的突發模式技術)不影響EMI濾波器大小。同時，零電壓切換經保留來將因功率FET 102和同步整流器104的寄生電容所致的損失最小化。因此，準方波轉換器在輕負載情況下的效率得以提高，同時零電壓切換得以保留。

圖5展示根據本發明的實例可利用的另一示例性功率轉換器拓撲結構500。轉換器拓撲結構500是一種反激式轉換器，且其意欲說明本文描述的控制方案和系統對除圖1中所描述的降壓轉換器100之外的轉換器拓撲結構的適用性。具體來說，反激式轉換器500中存在相對應的功率FET 502和同步整流器504。首先接通功率FET 502，這樣導致變壓器506被磁化，類似于降壓電感器114如何在接通功率FET 102時被磁化。隨后，接通同步整流器504并且如上文所解釋的斷開一時期。當然，在進入第二切換循環之前，再次接通同步整流器504來引入負電流以允許功率FET 502在初級側上的漏極上的電容的軟切換，如上文所描述。

圖6展示根據本發明的各種實例的方法600的流程圖。方法600在框602中開始于在第一切換循環期間接通功率級的功率FET 102。方法600還可根據功率轉換器的輸出負載控制功率FET接通多久的持續時間。方法600在框604中以隨后以互補方式接通功率級的同步整流器104而繼續。如上文所解釋，在接通同步整流器104后，通過電感器114的電流即刻響應于穿過電感器114的負電壓(即，接地110減去輸出電壓118)而斜降。響應于通過功率級的電感電路的電流達到大致零，方法600還包括在框606中切斷同步整流器104。這樣導致開關節點106電壓因電感器114與切換裝置102、104的電容諧振而振蕩，如上文所解釋。

方法600在框608中繼續在同一切換循環中再次接通同步整流器104來產生通過所述電感電路的負電流。可監測開關節點106在振蕩狀態中的振蕩數目，且在框608中再次接通同步整流器104的時間安排可基于達到某一數目的振蕩(即，根據功率轉換器的輸出負載提供適當切換頻率)。如上文所解釋，這是在進入下一個或第二個切換循環之前，且通過電感電路的負電流導致開關節點106在零電壓的情況下軟交換；也就是說，開關節點106在下一個切換循環中接通功率FET 102之前諧振上升，從而在不受與功率FET102和同步整流器104相關聯的寄生電容的影響的情況下準許軟切換。

方法600可通過如上文所描述的隨后切換循環繼續。因此，功率轉換器的切換頻率降低，但仍高得足以(例如，高于相對應的突發模式技術)不影響EMI濾波器大小。同時，零電壓切換經保留來將因功率FET 102和同步整流器104的寄生電容所致的損失最小化。因此，控制準方波轉換器的方法600產生在輕負載情況下經提高的效率，同時保留零電壓切換。

以上論述意在說明本發明的原理和各實施例。對于所屬領域的技術人員，在完全了解以上揭示內容之后，許多變化和修改將即刻變得顯而易見。以下權利要求意欲解釋為包涵所有此類變化和修改。