基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統及方法與流程
本發明涉及柔性交流輸配電及電力電子技術領域，特別涉及一種基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統及方法。
背景技術：
現代工業電網中，電機的啟動、大負荷的啟停、負荷的非線性等各種干擾導致工業電網電壓畸變、不平衡電壓的上升和下降、電壓閃變、負載電流不平衡等，引起工業電網電能質量明顯下降。而隨著大量新技術的廣泛應用，各種檢測控制設備等敏感負荷所占的比重越來越大，相應地對電網電能質量的要求越來越高。那么，為了給用戶提供純凈的電源，電能質量綜合補償裝置的研究非常重要。統一電能質量調節器UPQC(Unified Power Quality Conditioner)能夠對工業電網電能質量實現綜合補償，為用戶提供穩定、可靠的綠色電源。
但是，目前的UPQC拓撲結構由于受到單個功率器件耐壓能力的限制只能應用到低壓場合，而無法滿足中壓大功率場合的要求。為解決此問題，UPQC拓撲結構的各個橋臂必然會通過串聯以及并聯多個開關器件的方式來降低單個開關器件所承受的電壓，因此增加了開關器件控制的復雜性。將多電平技術應用到UPQC領域，研究一種新型的UPQC拓撲結構是非常必要的。文獻“A multilevel converter-based universal power conditioner”，提出了一種5電平的二極管箝位式的電能質量調節器。文獻“Multilevel voltage-source-converter topologies for industrial medium-voltage drives”提出此種拓撲應用在中高壓場合會有很大的局限性，如需要大量的電容，電容信號采集復雜，為保持電容電壓平衡需要復雜的調制策略等，因此用二極管鉗位型實現的UPQC僅限于三或四電平。
文獻“基于模塊化多電平換流器MMC(Modular Multilevel Converter)拓撲的新型中壓統一電能質量控制器”和文獻“基于MMC的統一電能質量調節器控制策略研究”對于MMC-UPQC補償功能進行了研究，但均聚焦在電網電壓的畸變、負載電流的諧波及無功功率等方面，沒有針對不平衡電源電壓及不平衡負載的情況進行探討。而電網在實際運行過程中，可能會發生各種不平衡，從而影響某些重要負荷的正常運行，甚至會導致某些設備發生故障保護，帶來較大的經濟損失。所以為提高電網電能質量，有必要對MMC-UPQC在電網發生不平衡、畸變、諧波等各種電能質量問題時的綜合補償控制功能進行研究。
技術實現要素：
針對現有技術的不足，本發明提供一種基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統及方法。
本發明的技術方案如下：
一種基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統，包括：
串聯于電網和負載之間的模塊化多電平換流器即串聯MMC；
與負載并聯的模塊化多電平換流器即并聯MMC；
控制電路：根據電網側電壓、電流信號和負載側電壓、電流信號，分別通過串聯MMC和并聯MMC補償控制電網側引起的電壓質量問題和負載側引起的電流質量問題；
串聯MMC、并聯MMC共用直流環節，形成基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構，串聯MMC、并聯MMC分別通過變壓器連接至電網側和負載側，控制電路包括串聯側控制器、并聯側控制器，分別連接串聯MMC、并聯MMC。
一種采用所述系統的電網電能質量控制方法，包括：
步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯MMC、并聯MMC的各相上下橋臂與直流側組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉坐標系下的微分方程矩陣模型；
步驟2、采用小信號分析的方法，將dq旋轉坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號表示，獲得MMC在dq旋轉坐標系下的串聯MMC、并聯MMC的小信號模型；
步驟3、控制電路利用并聯MMC輸出補償電流和穩定直流側電壓；
步驟4、控制電路利用串聯MMC輸出補償電壓。
所述步驟3包括：
步驟3-1、串聯MMC、并聯MMC所形成的基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中，并聯側控制策略采用雙環控制，電壓外環采用PI控制來維持直流側電壓，電流內環采用前饋解耦控制對并聯MMC網側電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；
步驟3-2、將負載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補償量注入電網；
步驟3-3、電流內環控制過程中在負載電流發生畸變和不平衡時，基波正序電流分量采用PI調節器實現無靜差控制，其它電流分量采用準PR調節器實現無靜差控制。
所述步驟4包括：
步驟4-1、串聯MMC、并聯MMC所形成的基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中，串聯側控制策略采用雙環控制，電壓外環采用PI控制獲得電流內環的參考指令值，電流內環采用前饋解耦控制對串聯MMC網側電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；
步驟4-2、將電網電壓與負載電壓參考值的差值作為電壓補償量注入電網；
步驟4-3、電流內環在電網電壓發生畸變和不平衡時，基波正序電壓分量采用PI調節器實現無靜差控制，其它電壓分量采用準PR調節器實現無靜差控制。
本發明的有益效果：
1)本發明利用一種新型的基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構，能夠克服現有技術的不足，在中壓大功率領域具有明顯的應用優勢，如無需增加高壓直流母線電容(或串聯連接)，輸出電平數量多，電壓諧波含量少。
2)本發明針對除基波正序電流、電壓以外的分量采用準PR調節器實現無靜差控制，不僅可以針對系統畸變、諧波及無功功率等情況下進行補償，還可以針對不平衡電源電壓及不平衡負載的情況進行補償，較好地解決了來自電網電壓的電能質量問題，使負載可以得到優質可靠的供電，同時也較好地控制來自負載側的電能質量問題向電網擴散，使系統的電能質量得到了全面的改善。
附圖說明
圖1是本發明具體實施例中基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統結構示意圖；
圖2是本發明具體實施例中MMC數學建模流程圖；
圖3是本發明具體實施例中三相MMC拓撲結構圖，(a)為三相MMC拓撲結構，(b)為子模塊SM拓撲結構；
圖4是本發明具體實施例中利用并聯MMC輸出補償電流和穩定直流側電壓的控制框圖；
圖5是本發明具體實施例中串聯MMC的基波正序電壓外環PI調節器示意圖；
圖6是本發明具體實施例中控制器利用串聯MMC輸出補償電壓的控制框圖；
圖7是本發明具體實施例中補償電網電壓畸變實驗波形，(a)畸變的電網電壓，(b)補償后的負載電壓波形；
圖8是本發明具體實施例中無功功率與諧波的綜合補償實驗波形，(a)補償前電網的a相電壓與電流波形，(b)補償后電網的a相電壓與電流波形；
圖9是本發明具體實施例中電網電壓不平衡補償實驗波形，(a)補償前電網的b相與c相電壓波形，(b)補償后負載的b相與c相電壓波形；
圖10是本發明具體實施例中非線性及不平衡負載的補償實驗波形，(a)負載電流波形，(b)補償后電網電流波形，(c)補償后電網的a相電壓與電流波形。
具體實施方式
下面結合附圖和實施例，對本發明的具體實施方式作進一步詳細描述。以下實施例用于說明本發明，但不用來限制本發明的范圍。
一種基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統，如圖1所示，包括：
串聯于電網和負載之間的模塊化多電平換流器即串聯MMC；
與負載并聯的模塊化多電平換流器即并聯MMC；
控制電路：根據電網側電壓、電流信號和負載側電壓、電流信號，分別通過串聯MMC和并聯MMC補償控制電網側引起的電壓質量問題和負載側引起的電流質量問題；
串聯MMC、并聯MMC共用直流環節，組成背靠背型拓撲結構，形成基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構，串聯MMC、并聯MMC分別通過變壓器連接至電網側和負載側，控制電路包括串聯側控制器、并聯側控制器，分別連接串聯MMC、并聯MMC。待提高的系統電壓、電流信號經變壓器輸入至統一電能質量調節器UPQC的拓撲結構，以DSP為核心的控制器控制該拓撲結構以提高電網電能質量。本發明提供的基于統一電能質量調節器的電網電能質量控制系統既能補償系統的畸變、諧波等電能質量問題，也能補償系統不平衡的電能質量問題，全面地提高電力系統的電能質量，特別是有效地彌補現有技術補償控制的不足。
串聯MMC、并聯MMC均為如圖3(a)所示的三相MMC，是一種將多個子模塊進行串聯的新型拓撲結構。圖中包括6個橋臂，由串聯的電感L和電阻R等效的電抗器與一定數目的如圖3(b)所示的子模塊SM(sub-module)串聯后構成各橋臂，各相上、下橋臂共同構成相單元。上、下橋臂的子模塊配合投切擬合交流電壓，同時維持直流電壓恒定。圖中MMC網側交流相電壓和交流相電流分別為usk、ik，k＝a，b，c，各相上、下橋臂電流分別為ikP、ikN，直流母線電壓為udc，子模塊的直流電容電壓為uc。
設上、下橋臂各有n個子模塊SM，上、下橋臂的子模塊SM可看成是占空比分別為dkP、dkN控制的電壓源。根據基爾霍夫電壓定律、電流定律，按照圖3所示的參考方向，對三相MMC的各相上下橋臂與直流側組成的回路，有如下關系式：
式中，dkP為各相上橋臂的子模塊SM的占空比，dkN為各相下橋臂的子模塊SM的占空比；
在圖3中，P點相對于直流假想中性點O的電壓uPo為+udc/2，而N點相對于中性點O的電壓uNo為-udc/2，則三相MMC的各相上、下橋臂的電壓ukP、ukN與直流側電壓的關系為：
式中，uko表示MMC各相等效交流輸出電壓相對于中性點O的電壓。
由式(2)的兩式相加可得
ukP+ukN＝udc (3)
由式(2)的兩式相減可得
uko＝(ukN-ukP)/2 (4)
為維持直流電壓相對穩定，各相上、下橋臂的子模塊SM投入總數在任意時刻均為n。
直流母線電壓udc為上、下橋臂輸出電壓ukP、ukN之和：
udc＝ukP+ukN＝nuc (5)
將(1)的兩式相加可得：
由(6)式可得：
由式(2)可知各相上、下橋臂的子模塊SM輸出電壓之和滿足關系：
由式(8)可知上、下橋臂的占空比滿足：
式中，表示三相MMC各相的等效輸出調制比。
上述基于MMC的統一電能質量調節器UPQC的拓撲結構中，串聯MMC可以等效為一個受控電壓源，類似于串聯型有源電力濾波器，主要補償來自電網側的電壓波動、電壓諧波、電壓不平衡等電壓質量問題，以保持負載電壓仍為三相平衡的額定電壓；并聯MMC可以等效為一個受控電流源，類似于并聯型有源電力濾波器，主要用于抑制各種非線性、沖擊性、不平衡負載引起的諧波、無功和負序電流使電網電流仍能保持與電網基波正序電壓同相的正弦波。
一種采用所述系統的電網電能質量控制方法，包括：
步驟1、利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯MMC、并聯MMC的各相上下橋臂與直流側組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉坐標系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；
由式(1)和式(9)可得：
abc靜止坐標系下的MMC模型：
微分方程矩陣模型：
其中，id是三相MMC網側電流的d軸分量，iq是三相MMC網側電流的q軸分量，dd是三相MMC各相等效輸出調制比的d軸分量，dq是三相MMC各相等效輸出調制比的q軸分量，usd是三相MMC的網側電壓d軸分量，usq是三相MMC的網側電壓q軸分量，ω為電網基波角頻率；
Park變換矩陣為
步驟2、采用小信號分析的方法，將dq旋轉坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量usd、usq、uc、dd、dq、id、iq用小信號表示，獲得dq旋轉坐標系下的串聯MMC、并聯MMC的小信號模型；
在微分方程矩陣模型中，存在著變量dduc、dquc的乘積，具有典型的非線性特性，需要對MMC的微分方程矩陣模型線性化。為得到MMC的線性化模型，采用小信號分析的方法。設定Usd、Usq、Uc、Dd、Dq、Id、Iq為MMC的靜態工作點，均為三相MMC的擾動量。
三相MMC的靜態工作點滿足靜態關系：
利用上式的靜態關系將微分方程矩陣模型進行化簡，并將微分方程矩陣模型中的電氣量用含小信號表達式改寫，分別確定出串聯MMC、并聯MMC在dq旋轉坐標系下的小信號模型即標準的線性模型；
串聯MMC或并聯MMC的小信號模型：
如圖2所示，針對三相MMC的拓撲結構，利用基爾霍夫電壓定律、電流定律分析串聯MMC、并聯MMC的各相上下橋臂與直流側組成的回路，得到abc靜止坐標系下的MMC模型，利用Park變換矩陣將abc靜止坐標系下的模型進行變換，得到dq旋轉坐標系下的MMC模型即微分方程矩陣模型；再通過小信號分析方法，將dq旋轉坐標系下的微分方程矩陣模型中的電氣量用小信號表示，獲得dq旋轉坐標系下的串聯MMC、并聯MMC的小信號模型。
步驟3、并聯側控制器利用并聯MMC輸出補償電流和穩定直流側電壓；
所述步驟3包括：
步驟3-1、串聯MMC、并聯MMC所形成的基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中，并聯側控制策略采用雙環控制，電壓外環采用PI控制來維持直流側電壓，電流內環采用前饋解耦控制對并聯MMC網側電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；
由于三相MMC的橋臂電感直接串聯在各相橋臂內，由式(14)可知，MMC在dq坐標系下的小信號模型的電流d、q軸之間依然相互耦合，不利于控制，因此在進行電流環設計時，關鍵問題是解決電流的解耦控制。
近似認為子模塊SM電容電壓保持恒定，即因為電流控制屬于內環控制，響應速度快。如用下標1表示并聯MMC，可以將式(14)所得的三相MMC在dq旋轉坐標系下的小信號模型進一步簡化：
對于式(15)的小信號模型，采用前饋解耦控制來補償式中的耦合項使得其最終輸出能抵消耦合項的影響。
當電流調節采用PI調節時，則三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程如下：
式中：分別為三相MMC輸出電流的d、q軸分量的參考值；KIp、KIi分別為電流內環的比例增益和積分增益，s為拉普拉斯算子。將式(16)代入式(15)得：
顯然，式(17)表明：基于前饋的解耦控制使三相MMC的電流內環d、q軸分量實現了解耦控制。
步驟3-2、將負載電流與基波正序有功電流的差值作為電流補償量注入電網；
直流側母線電壓的參考值udcref與直流母線電壓udc的差值經PI調節器后得到i1dc。負載電流d軸分量iLd經低通濾波器LPF得到基波正序有功電流所對應的分量，將其反極性后與iLd相加后獲得負載有功電流中除基波正序以外的其他電流分量，將其疊加到i1dc上得到并聯MMC網側電流的d軸分量參考值i1dref。
步驟3-3、電流內環控制過程中在負載電流發生畸變和不平衡時，基波正序電流分量采用PI調節器實現無靜差控制，其它電流分量采用準PR調節器實現無靜差控制。
負載電流iL在發生畸變和不平衡時，例如負載為非線性且不平衡的情況，除包含基波正序電流外，還包含基波負序電流、諧波電流以及無功電流。通過同步旋轉坐標變換，只有基波正序電流變換成直流量，其中d軸的直流分量即為基波正序有功電流所對應的分量，也就是與基波正序電壓同相位的電流所對應的分量，q軸的直流分量為基波正序無功電流所對應的分量。基波負序分量轉換為2次諧波分量，而k次正序電流變換為k-1次分量，k次負序電流變換為k+1次分量。為提高電能質量，UPQC拓撲結構中并聯側必須產生補償電流，控制除基波正序有功電流以外的其他電流分量擴散至電網。由于直流分量采用PI調節器即可實現無靜差控制，因此在dq旋轉坐標系中，典型的PI調節器即可實現對基波正序分量較好的控制，PI調節器傳遞函數為：
式中，Kp1為比例增益，Ki為積分增益。
由于除基波正序電流外的其他電流分量在dq旋轉坐標系中呈現為交流分量，因此PI調節器則無法實現其無靜差控制。為解決此問題可采用常規比例諧振PR(Proportional Resonant)調節器，PR調節器傳遞函數為：
式中，Kp為比例增益，KR為積分增益，ω0為諧振頻率。
由式(19)可知，常規PR調節器在ω0處與非ω0處的增益完全不同，前者趨于無窮大，后者卻很小。所以，常規PR調節器可以實現特定頻率的無靜差控制，但也導致當電網頻率波動時對電網頻率的魯棒性變差，滿足不了控制的要求。
因此，本發明在常規PR調節器的基礎上，提出了一種準PR調節器，在保持常規PR調節器高增益的同時也提高了系統抗電網頻率波動能力，準PR調節器傳遞函數為：
式中，ωc為截止角頻率。
由式(20)可見，ωc在傳遞函數中影響調節器的增益和帶寬，是準PR調節器設計的主要環節。設電網電壓頻率波動范圍為±0.5Hz，經過計算可得出準PR調節器的帶寬為ωc/πHz，則ωc/π＝1Hz，從而ωc＝3Hz。
因此為實現UpQC拓撲結構中并聯側的補償功能，在dq旋轉坐標系中除采用PI調節器外，還應針對基波負序電流、k次諧波電流變換得到的2次諧波分量、k-1次及k+1次諧波分量進行準PR調節器控制。由于負載諧波電流大多為6k±1次，因此UPQC在進行補償控制時可僅考慮6k±1次諧波。另外，由于6k±1次諧波進行dq變換后得到6k次諧波分量，所以相應的準PR調節器則應設置為6k次基波頻率的準PR調節器，傳遞函數為：
此時為實現d、q軸之間的解耦，三相MMC輸出電壓的d、q軸分量的控制方程(16)變為：
整個并聯側控制框圖如圖4所示，其中，u1cLaref、u1cLbref、u1cLcref分別為三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值。iLd是負載電流d軸分量，LPF是低通濾波器，i1dref是并聯MMC網側電流的d軸分量參考值，GPI(s)是PI調節器的傳遞函數，G′q-PR(s)是準PR調節器的傳遞函數，v1d是并聯MMC輸出電壓的d軸分量，udc是直流母線電壓，udcref是直流母線電壓udc的參考值，i1dc是直流母線電壓PI調節器的輸出信號，u1sd是并聯MMC的網側電壓d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環，θ是電網電壓相位角，ωL是耦合項系數，iabc是并聯MMC的網側電流，Tabc/dq是Park變換矩陣，i1qref(iLq)是并聯MMC網側電流的q軸分量參考值(負載電流q軸分量)，i1q是并聯MMC網側電流的q軸分量，i1d是并聯MMC網側電流的d軸分量，u1sq是并聯MMC的網側電壓q軸分量，v1q是并聯MMC輸出電壓的q軸分量，Tdq/abc是Park反變換矩陣，SVPWM是空間矢量調制算法，sa是并聯MMC的a相開關函數，sb是并聯MMC的b相開關函數，sc是并聯MMC的c相開關函數。
經鎖相環PLL得到電網電壓相位角θ，由并聯MMC的網側電流iabc和θ根據Park變換矩陣Tabc/dq可獲得并聯MMC網側電流的d軸分量i1d和并聯MMC網側電流的q軸分量i1q。
并聯MMC網側電流的q軸分量參考值i1qref，即負載電流q軸分量iLq，與并聯MMC網側電流的q軸分量i1q的差值經PI調節器和準PR調節器后，將其反極性與2倍的并聯MMC的網側電壓q軸分量u1sq相疊加并與耦合項ωLi1d相減獲得并聯MMC輸出電壓的q軸分量v1q。
i1d與i1dref的差值經PI調節器和準PR調節器后，將其反極性與2倍的并聯MMC網側電壓d軸分量u1sd相疊加并與耦合項ωLi1q相減獲得并聯MMC輸出電壓的d軸分量v1d。
v1d、v1q經Park反變換矩陣Tdq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u1cLaref、u1cLbref、u1cLcref，再經空間矢量調制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開關函數sa、sb、sc。
對UPQC拓撲結構而言，構成背靠背結構的串聯MMC、并聯MMC是共用直流電壓的，因此，并聯MMC需要為串聯MMC提供有功支撐，維持直流側電壓的穩定。由于UPQC拓撲結構的串聯MMC、并聯MMC在正常運行時自身需要消耗一定的有功功率，從而對直流側電壓的穩定造成某種程度的影響，因此，為穩定直流側電壓，則需要補充串并聯MMC本身消耗的有功功率。采用外環d軸定直流電壓控制的方法，比較UPQC拓撲結構中直流母線電壓udc及其參考值udcref，二者的差值通過PI調節器加到了內環電流的參考指令上，即d軸指令i1dref，從而通過并聯側控制器來控制并聯MMC吸收的有功電流，當輸入功率等于串聯MMC、并聯MMC本身消耗的有功功率時，直流側電壓就會保持穩定。
步驟4、串聯側控制器利用串聯MMC輸出補償電壓。
基于MMC的UPQC拓撲結構中應向電網注入電源電壓u與負載電壓uL之間的差值以保持負載電壓為額定值。由于串聯MMC中通過子模塊級聯，使得輸出交流電壓通過疊加逼近正弦波，級聯數目越多，逼近正弦波效果越好，因此可以取消串聯側的濾波電容，在降低成本的同時也降低了系統的控制復雜性。串聯側以輸出補償電壓為目標，與并聯側相似仍采取雙環控制的方案，其中電壓外環采用PI控制獲得電流內環的參考指令值，而電流內環可以建立起與并聯側電流內環同樣的方程，然后對方程進行前饋解耦控制。當電網電壓發生不平衡和畸變時，補償電壓除包含基波正序電壓外，還包含諧波和不平衡分量。通過dq旋轉坐標軸變換，基波負序電壓變為2次諧波分量，而k次正序諧波電壓變換為k-1次電壓分量，k次負序諧波電壓變換為k+1次電壓分量。由于沒有三相全橋拓撲中濾波電容參數的影響，在dq坐標系中，補償電壓中變換成直流分量的基波正序電壓控制可采用PI調節器，如圖5所示，圖中的下標2表示串聯MMC。為提高電網電能質量，在dq旋轉坐標系中，基于MMC的UPQC拓撲結構串聯側除采用PI調節器外，還應通過相應頻率的準PR調節器補償諧波電壓和不平衡電壓。為降低控制的復雜性，串聯側的準PR調節器的設計參照并聯側，即只對6k±1諧波電壓進行無靜差控制，其傳遞函數表達式仍為式(21)所示。
由于基于MMC的UPQC拓撲結構的串、并聯側具有相似性，電流內環參考并聯側方法進行設計。在設計電流內環時，可近似認為子模塊電容電壓不變，即于是根據式(14)可得到MMC串聯換流器在dq旋轉坐標系下的小信號模型為
為使輸出抵消耦合項的影響仍采用前饋解耦控制，方法同并聯側。
所述步驟4包括：
步驟4-1、串聯MMC、并聯MMC所形成的基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中，串聯側控制策略采用雙環控制，電壓外環采用PI控制獲得電流內環的參考指令值，電流內環采用基于前饋解耦控制對串聯MMC網側電流的d軸分量、q軸分量進行解耦控制；
步驟4-2、將電網電壓與負載電壓參考值的差值作為電壓補償量注入電網；
電網電壓的d軸分量ud與負載電壓的d軸分量參考值uLdref的差值經串聯側的變壓器得到串聯MMC的網側電壓d軸分量參考值u2sdref；電網電壓的q軸分量uq與負載電壓的q軸分量參考值uLqref的差值經串聯側的變壓器得到串聯MMC的網側電壓q軸分量參考值u2sqref；
步驟4-3、電網電壓發生畸變和不平衡時，電流內環的基波正序電壓分量采用PI調節器實現無靜差控制，其它電壓分量采用準PR調節器實現無靜差控制。
設串聯側的變壓器變比為M，整個串聯側控制框圖如圖6所示，ud是電網電壓的d軸分量，uq是電網電壓的q軸分量，uLdref是負載電壓的d軸分量參考值，uLqref是負載電壓的q軸分量參考值，u2sdref是串聯MMC的網側電壓d軸分量參考值，u2sqref是串聯MMC的網側電壓q軸分量參考值，u2sd是串聯MMC的網側電壓d軸分量，u2sq是串聯MMC的網側電壓q軸分量，GPI(s)是PI調節器的傳遞函數，G′q-PR(s)是準PR調節器的傳遞函數，u2d是串聯MMC的電流內環PI調節器的d軸分量輸出信號，v2d是串聯MMC輸出電壓的d軸分量，2是常量，PLL是鎖相環，θ是電網電壓相位角，Tabc/dq是Park變換矩陣，ωL是耦合項系數，i2d是串聯MMC網側電流的d軸分量，i2q是串聯MMC網側電流的q軸分量，i2dref是串聯MMC的電流內環d軸分量參考值，i2qref是串聯MMC的電流內環q軸分量參考值，u2q是串聯MMC的電流內環PI調節器的q軸分量輸出信號，v2q是串聯MMC輸出電壓的q軸分量，Tdq/abc是Park反變換矩陣，u2cLaref是串聯MMC的a相輸出電壓參考值，u2cLbref是串聯MMC的b相輸出電壓參考值，u2cLcref是串聯MMC的c相輸出電壓參考值，SVPWM是空間矢量調制算法，sa是串聯MMC的a相開關函數，sb是串聯MMC的b相開關函數，sc是串聯MMC的c相開關函數。
經鎖相環PLL得到電網電壓相位角θ，由串聯MMC的網側電流iabc和θ根據Park變換矩陣Tabc/dq可獲得串聯MMC網側電流的d軸分量i2d和并聯MMC網側電流的q軸分量i2q。
將u2sdref與串聯MMC的網側電壓d軸分量u2sd相減后經PI調節器和準PR調節器獲得串聯MMC網側電流的d軸分量參考值i2dref，i2dref與串聯MMC網側電流的d軸分量i2d的差值經PI調節器獲得u2d，將u2d反極性后與2倍的串聯MMC的網側電壓d軸分量u2sd相疊加并與耦合項ωLi2q相減后獲得串聯MMC輸出電壓的d軸分量v2d。
將u2sqref與串聯MMC的網側電壓q軸分量u2sq相減后經PI調節器和準PR調節器獲得串聯MMC網側電流的q軸分量參考值i2qref，i2qref與串聯MMC網側電流的q軸分量i2q的差值經PI調節器獲得u2q，將u2q反極性后與2倍的串聯MMC的網側電壓q軸分量u2sq相疊加并與耦合項ωLi2d相減后獲得串聯MMC輸出電壓的q軸分量v2q。
v2d、v2q經Park反變換矩陣Tdq/abc后可得三相MMC的a、b、c相輸出電壓的參考值u2cLaref、u2cLbref、u2cLcref，再經空間矢量調制算法SVPWM可獲得三相MMC的a、b、c相開關函數sa、sb、sc。
集成于基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構的控制器DSP控制該拓撲結構，可以針對電網電壓畸變、不平衡電網電壓、諧波、無功功率、不平衡負載的情況進行補償，優化了電網電能質量。
結合現有的實驗條件設計并搭建了一臺小功率、低電壓等級的小型MMC-UPQC實驗樣機，并在樣機上對本發明系統及方法進行了驗證。
電網諧波電壓實驗如圖7所示，實驗中模擬的電網電壓是由三相動力電經三相交流調壓器后獲得，負載為阻性負載，其中的圖7(a)為電網電壓發生畸變時a相波形，其中含有16.21％的5次諧波，7.41％的7次諧波，THD為17.82％，圖7(b)圖為經過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中串聯MMC進行檢測并補償后的a相負載電壓實驗波形，此時負載電壓THD降為3.69％，補償效果顯著。因此，經過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構的補償，負載電壓可以呈現較好的正弦波形。
諧波與無功功率綜合補償實驗如圖8所示，諧波源采用三相整流橋帶阻感負載，其中R＝1.7Ω、L＝10mH。由圖8(a)可以看出，補償前電網電流產生了較嚴重的畸變，含有較多的諧波成分，另外其相位滯后于電網電壓，功率因數較低，由圖8(b)可以看出，通過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構補償后的電網電流具有較好的正弦波形，且與電網電壓相位基本相同，功率因數明顯提高，因此驗證了系統具有良好的諧波及無功功率綜合補償能力。
圖9是電網電壓發生不平衡、負載為三相平衡電阻時的實驗波形圖。從圖9(a)可以看出，此時c相電壓為額定電壓的70％，而從圖9(b)可以看出，通過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中串聯MMC的補償，使負載側電壓仍能夠獲得平衡的電壓，較好地解決了來自電網側的電能質量問題。
圖10是系統三相負載為非線性及不平衡時的實驗波形圖。圖10(a)為負載電流波形圖，圖10(b)為通過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中并聯MMC進行補償后電網電流波形圖，圖10(c)為通過基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構補償后電網的a相電壓與電流波形圖，從圖10(a)可以看出，負載電流中含有較多的諧波成分且不平衡。從圖10(b)和圖10(c)可以看出，在基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構中并聯MMC進行補償后，電網電流具有較好的正弦波形，且與電網電壓相位基本相同，功率因數明顯提高，較好地解決了來自負載側的電能質量問題。
本發明提供的一種基于電網的統一電能質量控制系統及方法，針對中壓和高功率場合，利用多電平技術提出了一種基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構，并建立了MMC的小信號模型，在小信號模型的基礎上提出了對基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構的串、并聯側的控制策略，最后以樣機為實驗平臺對提出的策略進行了相應的實驗驗證。實驗結果表明，在系統畸變和不平衡條件下，提出的串、并聯側控制策略可以使基于MMC的統一電能質量調節器UPQC拓撲結構較好地實現補償功能，全面地提高系統的電能質量。
最后應說明的是：以上各實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；盡管參照前述各實施例對本發明進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分或者全部技術特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術方案的本質脫離本發明權利要求所限定的范圍。
- 還沒有人留言評論。精彩留言會獲得點贊！