一種用于電機寬速的供電裝置的制作方法
本發明涉及電機控制技術領域，具體地是涉及一種用于電機寬速的供電裝置。
背景技術：
眾所周知，電機的最高效率轉速區是有一范圍的，當超出這個范圍時，電機的效率急劇下降，多數情況下，電機只能按照工況中工作時間最長的某個轉速下設計。而且傳統單繞組的電機為了兼顧低速時的電機轉矩和低速時的效率，往往都限制了最高速度。
為了擴寬電機的轉速范圍，國內發明人做了很多努力和嘗試。如國內專利文獻中申請號為：201510508099.0，專利名稱為“一種永磁同步電機繞組切換裝置”和申請號為：201510508843.7，專利名稱為“一種基于永磁同步電機繞組切換裝置的切換策略”。兩篇專利中均提到了一種永磁同步電機切換方法，即永磁同步電機繞組切換裝置具有n套繞組，同時對應n個主回路單元，通過4n-4個開關共同作用，實現n套繞組的串并聯切換。繞組串聯運行，若轉速達到切換條件，繞組由串聯切換至并聯；繞組并聯運行，若轉速達到切換條件，電壓減小，直至滿足電壓切換條件，繞組由并聯切換至串聯。采用上述技術方案可以在一定程度上提高電機運行效率，擴展電機的調速范圍，并且使主回路容量的需求減小。
但是上述技術方案存在如下不足：
1.需要n個獨立的動力電源供電，這在現實應用中成本高且復雜。特別是在電池供電系統中，要用多個電池組，對充電和電池管理都是很大的麻煩。
2.電池組需要由開關進行并聯切換，如果是電池供電的系統中，電池的電壓因個體差異，電壓不可能完全相等，而電池的內阻又很小，在并聯的過程中有很大的沖擊電流，很容易損壞切換開關，給系統造成不可靠性。
3.對n大于2的繞組的情況，只能有全部并聯或全部串聯這兩種狀態，沒有中間過渡的狀態，造成電機切換不順暢。對于n較多的情況下由于繞組全部串聯，繞組自身的感應電動勢也就全部相加，電機在全串聯時工作的速度范圍變的很窄，也就不能實現擴寬電機轉速范圍的目的。
因此，本發明的發明人亟需構思一種新技術以改善其問題。
技術實現要素：
本發明旨在提供一種用于電機寬速的供電裝置，其只需要使用一個獨立的動力電源，就可以使電機高效率的轉速區成倍擴大，極大的改善了電機性能，提高能源利用率。
為解決上述技術問題，本發明的技術方案是：
一種用于電機寬速的供電裝置，包括：一動力電源模塊、PWM調制及功率驅動模塊和一柵極驅動電源模塊，其中所述柵極驅動電源模塊為單變壓器多路隔離穩壓電源或多變壓器多路隔離穩壓電源中的一種，其外部設有多個輸出端口，所述PWM調制及功率驅動模塊包括多個驅動單元，每一所述驅動單元均包括一柵極驅動端口，該柵極驅動端口與所述柵極驅動電源模塊的一輸出端口連接。
優選地，還包括一串并聯切換模塊和對稱繞組電機，其中所述串并聯切換模塊包括N個切換單元，每一所述切換單元的第一端口均與所述動力電源模塊的正極連接，其第二端口與所述動力電源模塊的負極連接，其第三端口與所述柵極驅動電源模塊的輸出端口和所述PWM調制及功率驅動模塊連接；所述PWM調制及功率驅動模塊與所述對稱繞組電機連接。
優選地，還包括一電流檢測模塊，其輸入端與所述PWM調制及功率驅動模塊連接，輸出端與所述對稱繞組電機連接。
優選地，還包括一信號處理與邏輯控制模塊，其分別與所述串并聯切換模塊、所述PWM調制及功率驅動模塊、所述電流檢測模塊和所述對稱繞組電機連接。
優選地，每一所述切換單元包括第一切換開關、第二切換開關和第三切換開關，其中所述第一切換開關的S端口與所述動力電源模塊的負極連接，其D端口與所述第二切換開關的S端口和所述PWM調制及功率驅動模塊連接；所述第二切換開關的D端口與所述第三切換開關的S端口連接，所述第三切換開關的D端口與所述動力電源模塊的正極連接。
優選地，所述PWM調制及功率驅動模塊包括多個驅動單元，每一驅動單元均包括一正極公共端、一負極公共端和柵極驅動電源輸入端，所述正極公共端與所述動力電源模塊的正極或者一切換單元的第四端口連接；所述負極公共端與所述動力電源模塊的負極或者一切換單元的第三端口連接；所述柵極驅動電源輸入端與所述柵極驅動電源模塊的一輸出端連接。
優選地，所述驅動單元為全橋驅動電路或者多路半橋驅動電路。
優選地，所述第一切換開關和/或所述第二切換開關和/或所述第三切換開關為機械觸點開關或電子開關。
優選地，所述柵極驅動電源模塊還包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端與所述動力電源模塊的正極連接，所述第二公共端與所述動力電源模塊的負極連接。
優選地，所述柵極驅動電源模塊還包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端和所述第二公共端與一外接電源連接。
采用上述技術方案，本發明至少包括如下有益效果：
本發明所述的用于電機寬速的供電裝置，只需要使用一個獨立的動力電源，結構簡單，成本較低，且不會損傷切換開關。而且通過控制串并聯切換模塊中的切換開關的打開與關閉，可以實現多種串并聯狀態，而非單純的全部并聯或全部串聯這兩種狀態。尤其是對于電機繞組較多的情況下，可以使電機高效率的轉速區成倍擴大，極大的改善了電機性能，提高能源利用率。
附圖說明
圖1為本發明所述的用于電機寬速的供電裝置的原理圖；
圖2a為本發明所述的用于電機寬速的供電裝置的電路示意圖；
圖2b為本發明所述的用于電機寬速的供電裝置的電路示意圖；
圖3a為本發明所述的PWM調制及功率驅動模塊的電路示意圖；
圖3b為本發明所述的PWM調制及功率驅動模塊的電路示意圖；
圖4a為本發明所述的電流檢測模塊的電路示意圖；
圖4b為本發明所述的電流檢測模塊的電路示意圖；
圖5a為單變壓器多路隔離穩壓電源的電路示意圖；
圖5b為多變壓器多路隔離穩壓電源的電路示意圖；
圖6a-6c為全串聯狀態時的等效電路示意圖；
圖7a-7c為全并聯狀態時的等效電路示意圖；
圖8a-8c為2并2串聯狀態時的等效電路示意圖；
圖9為切換流程圖。
其中：1.動力電源模塊，2.信號處理與邏輯控制模塊,3.串并聯切換模塊,4.PWM調制及功率驅動模塊，5.柵極驅動電源模塊，6.電流檢測模塊，7.對稱繞組電機，8.磁環，9.電流霍爾傳感器。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
如圖1至圖2所示，為符合本發明的一種用于電機寬速的供電裝置，包括：一動力電源模塊1、PWM調制及功率驅動模塊4和一柵極驅動電源模塊5，其中所述柵極驅動電源模塊5為單變壓器多路隔離穩壓電源或多變壓器多路隔離穩壓電源中的一種，其外部設有多個輸出端口，所述PWM調制及功率驅動模塊4包括多個驅動單元，每一所述驅動單元均包括一柵極驅動端口，該柵極驅動端口與所述柵極驅動電源模塊5的一輸出端口連接。由于柵極驅動電源模塊5的輸出端口是彼此電氣隔離的，所述PWM調制及功率驅動模塊4的供電端口也是電氣隔離的，通過用所述柵極驅動電源模塊5為驅動單元供電，替代使用動力電源供電，從而無需使用多個獨立的動力電源，降低應用成本，同時由于多個動力電源的使用所帶來的問題也都可以迎刃而解。在另一優選實施例中，如圖2b所示，所述PWM調制及功率驅動模塊4中的每一個驅動單元(下述)內均設有一柵極電源。
優選地，還包括一串并聯切換模塊3和對稱繞組電機7，其中所述串并聯切換模塊3包括N個切換單元，每一所述切換單元的第一端口均與所述動力電源模塊1的正極連接，其第二端口與所述動力電源模塊1的負極連接，其第三端口與所述柵極驅動電源模塊5的輸出端口和所述PWM調制及功率驅動模塊4連接；所述PWM調制及功率驅動模塊4與所述對稱繞組電機7連接。所述對稱繞組電機7是有由在電氣上絕緣，磁路上完全相同的多路并行繞組的各種電機。如專利申請號為201110385907.0，申請名稱為“單機多驅動多繞組電機系統”的專利文獻中，則提供了一種對稱繞組電機7的具體實施方式。當然上述電機繞組的具體設置旨在為了充分說明本實施例，并非用于限制，任何顯而易見的形式變化和替換均在本實施例的保護范圍之內。
優選地，還包括一電流檢測模塊6，其輸入端與所述PWM調制及功率驅動模塊4連接，輸出端與所述對稱繞組電機7連接。
優選地，還包括一信號處理與邏輯控制模塊2，其分別與所述串并聯切換模塊3、所述PWM調制及功率驅動模塊4、所述電流檢測模塊6和所述對稱繞組電機7連接。優選地，所述信號處理與邏輯控制模塊2為一包含電機速度傳感器、相電流傳感器和運行電機控制算法的單片機。
優選地，每一所述切換單元包括第一切換開關PK(N)、第二切換開關SK(N)和第三切換開關NK(N)，其中所述第一切換開關的S端口與所述動力電源模塊1的負極連接，其D端口與所述第二切換開關的S端口和一下述的驅動單元連接；所述第二切換開關的D端口與所述第三切換開關的S端口連接，所述第三切換開關的D端口與所述動力電源模塊1的正極連接。
優選地，所述PWM調制及功率驅動模塊4包括多個驅動單元，每一驅動單元均包括一正極公共端、一負極公共端和柵極驅動電源輸入端，所述正極公共端與所述動力電源模塊1的正極或者一切換單元的第四端口連接；所述負極公共端與所述動力電源模塊1的負極或者一切換單元的第三端口連接；所述柵極驅動電源輸入端與所述柵極驅動電源模塊5的一輸出端連接。
優選地，所述切換單元的數量為N個，所述驅動單元的數量為N+1。如果將每一個切換單元依次編號為1至N，將每一個驅動單元依次編號為1至N+1，那么第一個驅動單元的正極公共端與所述動力電源模塊1的正極連接，第二個驅動單元的正極公共端與第一個切換單元的第四端口連接，依次類推，第N+1個驅動單元的正極公共端與第N個切換單元的第四端口連接。第一個驅動單元的負極公共端與所述動力電源模塊1的負極連接，第二個驅動單元的負極公共端與第一個切換單元的第三端口連接，依次類推，第N+1個驅動單元的負極公共端與第N個切換單元的第三端口連接。
優選地，所述驅動單元為全橋驅動電路或者多路半橋驅動電路。
優選地，所述第一切換開關和/或所述第二切換開關和/或所述第三切換開關為機械觸點開關或電子開關。在一優選實施例中，所述第一切換開關為繼電器、MOS管、絕緣柵雙極型晶體管中的一種或者多種；所述第二切換開關為二極管、繼電器、MOS管、絕緣柵雙極型晶體管中的一種或者多種；所述第三切換開關為繼電器、MOS管、絕緣柵雙極型晶體管中的一種或者多種。
優選地，所述柵極驅動電源模塊5還包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端與所述動力電源模塊1的正極連接，所述第二公共端與所述動力電源模塊1的負極連接。
優選地，所述柵極驅動電源模塊5還包括第一公共端和第二公共端，其中所述第一公共端和所述第二公共端與一外接電源連接。
優選地，所述電機包括但不限于無刷電機、永磁同步電機、交流電機、磁阻電機、步進電機、線性電機。整個系統除電機外可以是用晶圓封裝與厚膜集成塊中，或是集成與一個半導體芯片中，也可以是分布于多個實體再用導線互聯。本發明對其具體封裝方式不作限定，請本領域技術人員知悉。
本發明原理在于：在電機啟動低速運轉時，如果把電機的多個繞組等效的串聯了，那么根據線圈的安匝關系，匝數變多時，電流就可以相對減小，這雖然不能改變電機在因阻力轉矩使電機停止轉動時的效率為零的事實，但因減小了電流，而減小了輸入電源功率，卻提高了包含動力電源，控制器和電機的整個電機系統的能源利用效率。
也因為繞組串聯的關系，自感電動勢Eφ增大，EP-Eφ值變小，而電機繞組線圈的等效阻抗Rf變大，用PWM調節到同樣的電流效果時，占空比變大，電流的脈沖峰值變小，各種損耗也就降低了。隨著電流的利用率提高，電機發熱量減小，還可以在原來電機的參數基礎上，適量增加電機的轉矩。
在隨著電機的轉速提高，因自感電動勢的提高，限制到電機的轉速時，把多個繞組再轉換為串并聯混合的狀態，直到電機達到一定速度時，所有的繞組全部轉換為并聯狀態。
通過這種方式達到了展寬電機的效率曲線，提高電機的最大轉矩，降低電機發熱量，對于以電池為能量來源的系統，則延長了電池的續航時間。
以往單繞組的電機為了兼顧低速時的電機轉矩和低速時的效率，限制了最高速度。在用了多繞組串并聯混合時，則可以極大的擴展了電機的轉速范圍，而不損失低速時的性能。
下面以一具體實施例來充分說明本發明，但是本領域技術人員應當知曉，其他任何顯而易見的形式變化和調整均在本發明的保護范圍之內。
在該優選實施例中，所述PWM調制及功率驅動模塊4，由全橋或者三個半橋等通用驅動電路組成。圖3a和3b提供了兩種較為常見的電路形式。圖3a用于驅動交流電機，無刷電機等；附圖3b用于驅動步進電機，磁阻電機等。其中每個功率電路部分的柵極驅動供電(VCC)都是互相隔離的。柵極驅動信號輸入端和輸出端是不共地的，可以用各種隔離類型柵極驅動，如A光耦型：如HP公司的HCPL－3120，FAIRCHILD公司的FOD8384等；B磁隔離型：如ANALOG DEVICES公司的ADuM6132等；C非隔離但不共地型：如IR公司的IRS2117，IRS2118等高邊驅動。
如圖4a和圖4b所示，所述電流檢測模塊6包括多個磁環8，磁環8設置在所述PWM調制及功率驅動模塊4和所述對稱繞組電機7之間。所有同一相的線要從同一方向穿過磁環8才能正確的采樣到真實的相電流。電流霍爾傳感器9位于磁環8開口間隙內(優選地，電流霍爾傳感器9可以用allegro公司的A1363)。由于所有相線都有相同的電流方向和相位，所以電流是正向疊加的。當采樣三相電流時，其計算方法為：
V相電流＝IV(1)+IV(2)+IV(3)+……+IV(N)；
U相電流＝IU(1)+IU(2)+IU(3)+……+IU(N)；
W相電流＝IW(1)+IW(2)+IW(3)+……+IW(N)。
當然，為了節省成本，也可以只采樣兩相的電流，第三相電流則通過公式I(W)+I(U)+I(V)＝0計算出來。也可以只采樣其中一個繞組的電流，在乘以對稱繞組的數量N。本領域技術人員可以根據實際的使用情況進行相應的選擇和設定，本實施例對此不作限定。
所述柵極驅動電源模塊5，為單變壓器多路隔離穩壓電源或多變壓器多路隔離穩壓電源中的一種。如圖5a所示，為一單變壓器多路隔離穩壓電源，如圖5b所示，為一多變壓器多路隔離穩壓電源。二者均包括M路彼此電氣隔離的輸出端，區別在于多變壓器多路隔離穩壓電源包括多個獨立的PWM控制單元。
本實施例可以產生多種串并聯狀態。如其全串聯狀態時的等效電路如圖6a至6c所示；當所述第一切換開關和所述第三切換開關關閉，所述第二切換開關因正向壓降打通，電流流向如圖6b和6c所示，整體形成串聯關系。全部串聯時，Eall＝E1+E2+E3+……+EN。
其全并聯狀態時的等效電路如圖7a至7c所示。當所述第一切換開關和所述第三切換開關打開，所述第二切換開關關閉，電流流向如圖7b和7c所示，整體形成并聯關系。全部并聯時，Eall＝E1＝E2＝E3……＝EN。
當N＝3時，其2并2串時的等效電路如圖8a至8c所示。此時，第一驅動單元與第三驅動單元的切換開關狀態一致，都是第一切換開關和第三切換開關關閉，第二切換開關打開；第二驅動單元則與之相反。此時Eall＝E1+E2＝E3+E4。當然若N的數值更大，還可以提供更多不同的串并聯狀態，即可以提供位于全部并聯或全部串聯這兩種狀態之間的過渡狀態，避免電機切換不順。對于多種不同的串并聯狀態本領域技術人員在本實施例公開的基礎上完全可以獲知，本實施例在此處就不一一贅述了。
對于本實施例中多個繞組的切換有不同的策略，如下：
1.人為給出設置檔位。
2.根據反電動勢的大小來切換。
3.根據電機的轉速來切換。
4.根據電機相電流的大小來切換。
不論以上哪種切換方式(上述切換的具體方式本領域技術人員可以根據實際的使用情況自行設定，本實施例對此不作限定)都要關注電機在旋轉過種中每個繞組產生的反電動勢E(N)的電壓值，因為在電機繞組由并聯向串聯切換時，所有串聯的繞組產生的反電動勢是相加的，為保證切換后總的反電動勢Eall與電源電壓EP不相差太多，要檢測Eall電壓值達到合適的數值時，才能執行由并聯到串聯的切換指令。
因為電機的每個繞組為對稱的，所以產生的反電動勢也是基本相同的，既E(1)＝E(2)＝……＝E(N)，只需要測量任意一個繞組的電壓值即可，其中PWM調制和功率驅動模塊(N)的負極公共端P_COM是始終接在動力電源地線的，它的反電動勢E(N)的電壓也是以地線為參考的，檢測最為方便和成本低。而其它的繞組由于串并聯的改變，電壓是懸浮的，測量要用隔離方式。
當由串聯向并聯切換時，由于不存在反電動勢相加的問題，可以不用考慮。
由于不論用繼電器還是半導體功率管作為切換開關，其開關過程都有一定的時間延遲delay。在切換狀態時，其開關按功能劃分為兩種類型，1：串聯開關SK，2：并聯開關PK、NK。這兩類開關不能同時動作，以防出現電源正負極短路。
在切換時，要等待一個delay時間，讓原來已經打開的一種類型開關徹底關閉后，才能打開另外一種類型的開關。而同樣類型的開關是可以同時打開和關閉不用考慮開關延遲問題，這個delay時間數值根據用的開關不同適當調整，繼電器一般為200ms以內，IGBT或MOSFET因柵級驅動電流不同，一般為100us到50ns范圍內。如果要達到最佳切換速度，delay的數值需要實際的測量或根據參數計算。
下面是以n＝3為例，根據速度和反電動勢綜合判斷，來切換串并聯狀態，圖9以流程圖的方式來說明切換過程。
在繞組和PWM調制與功率驅動模塊改變串并聯關系的情況下，由于所有的繞組是對稱的，并且受同一組PWM信號的控制，當改變繞組串并聯關系后，只是改變了繞組的等效匝數，和同樣相電流下的轉矩值，轉換串并聯狀態后，針對不同的電機有以下幾種情況：
1.沒有電流環的開環控制的電機，如V/F控制類型的交流電機(ACM)和無電流環的無刷電機(BLDC)等，改變繞組的等效串并聯關系后，對控制算法沒有影，但會產生一定量的轉矩波動。
2.對于有電流環控制算法的電機，如永磁同步電機(PMSM)和FOC算法的交流電機，在原來的控制算法基礎上，根據當前的串并聯狀態，對從速度PID環或直接給出的電流基準值Iref，在改變繞組串并聯狀態的同時，用一組相對應的系數進行修正。
對于電機來說，對相電流的控制實質的結果就是對電機轉矩的控制，不同的電機，電流和轉矩的計算公式是不同的，也可能是非線性的。如果是無刷是機和永磁同步電機，由于接近直流有刷電機的特性，其電流轉矩曲線也近似線性，可直接按照串并聯的倍數關系取Ki的值，如以下所示：
當全并聯時，Ki＝1；
兩并兩串時，Ki＝2；
當全部串時，Ki＝4；
Iref＝Iref*Ki；(C語言的自賦值表達方式)
把修正過的Iref再進入下一步的反PARK變換。
3.需要電機參數的無霍爾無刷電機，永磁同步電機控制，和無編碼器的交流FOC控制，一般用到的電機參數有，相電感、相電阻和感應電動勢，在需要計算這個量來進行無霍爾運行的算法,相電感、相電阻、感應電動勢，在串并聯切換后，繞組的上面的參數變化為整倍數的，所以只需要要切換后乘以一個修正系數即可。其修正系數的算法本領域技術人員應當知曉，此處不再贅述。
對所公開的實施例的上述說明，使本領域專業技術人員能夠實現或使用本發明。對這些實施例的多種修改對本領域的專業技術人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現。因此，本發明將不會被限制于本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。
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