大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法與流程

本發明涉及大功率交流傳動控制領域，尤其涉及一種大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法。
背景技術：
：基于大功率電力電子開關器件的中高壓大功率逆變器已在金屬軋制、礦井提升、船舶推進、機車牽引等領域得到廣泛應用。然而，當電力電子開關器件工作于高電壓、大電流工況時，開關損耗和器件散熱等不容忽視，通常所允許的最高開關頻率都小于1kHz。在如此低的開關頻率下，通常采用同步調制策略來保持輸出的PWM波形具有高度對稱性，進而有效降低諧波。當逆變器直流側母線電壓降低或交流傳動系統進入弱磁區域，且要求輸出大轉矩的情況時，通常采用過調制策略來提高輸出電壓，增大電磁轉矩，進而實現逆變器從線性調制區平滑地過渡到六階梯波工作區。現有技術中采用疊加定理來設計過調制算法，該方法將過調制區域分為兩個部分，在過調制I區和過調制II區分別采用兩個不同的電壓矢量合成期望的電壓矢量，來實現在線實時計算輸出電壓矢量。但是由于該方法局限于異步調制過調制算法，然而異步調制在低開關頻率下工作時將產生嚴重的諧波畸變，所以該方法局限于小功率工況，對于大功率逆變器場合并不適用。技術實現要素：本發明實施例提供一種大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法，以克服上述技術問題。本發明一種大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法，包括：根據調制比將調制區域劃分為線性調制區、過調制I區和過調制II區；根據扇區采樣點個數、位置，采用基本母線鉗位策略計算所述線性調制區與所述過調制I區界限處對應的第一調制比、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比；根據所述第一調制比、所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數，并根據所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數確定過調制I區、過調制II區的合成補償電壓矢量的加權系數；根據所述加權系數合成過調制I區、過調制II區的補償電壓矢量；根據合成的補償電壓矢量計算采用伏秒平衡原則計算合成補償電壓矢量所需的兩個有效電壓矢量和零矢量的作用時間；根據所述兩個有效電壓矢量和零矢量的作用時間進行PWM調制。進一步地，所述根據扇區采樣點個數、位置采用基本母線鉗位策略計算所述線性調制區與所述過調制I區界限處對應的第一調制比、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比，包括：選取實際輸出電壓軌跡的四分之一，并對其進行傅里葉分解，根據公式F(θ)=4π[Σ1n(∫fncos(θ)dθ)]---(1)]]>計算實際輸出相電壓的基波幅值，其中，fn為第n個采樣點的輸出電壓在兩相靜止坐標α軸的分量；根據所述實際輸出相電壓的基波幅值求得過調制I區界限處對應的第一調制比、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比。進一步地，所述根據所述第一調制比、所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數，并根據所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數確定過調制I區、過調制II區的合成補償電壓矢量的加權系數，包括：根據所述第一調制比、所述第二調制比確定所述過調制I區的調制系數為：k1=M-M1M2-M1---(2)]]>其中，k1為過調制I區的調制系數，M為調制比，M1為過調制I區起始處對應的調制比，M2為過調制II區起始處的調制比；根據所述過調制I區的調制系數確定所述過調制I區的合成補償電壓矢量的內切圓電壓矢量的加權系數為(1-k1)，所述過調制I區的合成補償電壓矢量的六邊形電壓矢量的加權系數為k1：根據所述內切圓電壓矢量的加權系數和六邊形電壓矢量的加權系數確定過調制I區的補償電壓矢量為Uref*=(1-k1)Ursin+k1Urh---(3)]]>其中，Ursin為內切圓電壓矢量，Urh為六邊形電壓矢量，為合成補償電壓矢量；根據所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制II區的調制系數為：k2=M-M2Mmax-M2---(4)]]>其中，k2為過調制II區的調制系數，Mmax為過調制II區上限處對應的最大調制比；根據所述過調制II區的調制系數確定所述過調制II區的合成補償電壓矢量的六拍波電壓矢量的加權系數為k2，所述過調制II區的合成補償電壓矢量的六邊形電壓矢量的加權系數為(1-k2)：根據所述內切圓電壓矢量的加權系數和六邊形電壓矢量的加權系數確定過調制II區的補償電壓矢量為Uref*=(1-k2)Urh+k2Ursix---(5)]]>其中，Ursix為六拍波軌跡對應的參考電壓。本發明避免了傳統同步調制過調制方法計算控制角和保持角等一系列復雜的數學計算，通過在過調制I區和過調制II區分別采用不同的電壓矢量進行加權合成，可以實現對參考電壓矢量的在線修正，方法簡單可行；同時，采用本發明，能夠實現在整個過調制區域內輸出PWM波形的高度對稱性，有效地降低了輸出電流的諧波；另外，采用本發明能夠輸出準確的期望電壓，并且在整個過調制區內輸出電壓基波幅值和調制比完全呈線性關系，實現了從線性調制平滑過渡到六拍波工作狀態。附圖說明為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作一簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。圖1為本發明大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法流程圖；圖2為現有技術中SVPWM空間電壓矢量分布圖；圖3為本發明的每個扇區3個采樣點時過調制區域的劃分示意圖；圖4是過調制I區上限處輸出電壓波形圖；圖5為本發明的每個扇區4個采樣點時過調制區域的劃分示意圖；圖6為本發明的過調制I區參考電壓矢量調整圖；圖7為本發明的過調制II區參考電壓矢量調整圖；圖8為本發明根據伏秒平衡原則求得電壓矢量作用時間的示意圖；圖9為本發明逆變器在過調制I區運行仿真實驗的輸出電壓頻譜圖；圖10為本發明逆變器在過調制II區運行仿真實驗的輸出電壓頻譜圖。具體實施方式為使本發明實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。圖1為本發明大功率交流傳動系統的SVPWM同步調制過調制方法流程圖，如圖1所示，本實施例的方法可以包括：步驟101、根據調制比將調制區域劃分為線性調制區、過調制I區和過調制II區；具體來說，兩電平逆變器根據三個橋臂不同開關狀態的組合，可得到8種工作狀態，其中包括6個有效電壓矢量U1～U6和2個零矢量U0和U7，其中有效電壓矢量的幅值為2Udc/3。這8個電壓矢量將復平面分為6個扇區，如圖2所示。定義調制比M=π|Uref|2Udc---(1)]]>其中，|Uref|為參考電壓矢量幅值，Udc為直流母線電壓。步驟102、根據扇區采樣點個數、位置采用基本母線鉗位策略計算所述線性調制區與所述過調制I區界限處對應的第一調制比、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比；進一步地，所述根據扇區采樣點個數、位置采用基本母線鉗位策略計算所述線性調制與所述過調制I區界限處對應的第一調制比、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比，包括：選取實際輸出電壓軌跡的四分之一，并對其進行傅里葉分解，根據公式F(θ)=4π[Σ1n(∫fncos(θ)dθ)]---(2)]]>計算實際輸出相電壓的基波幅值，其中，fn為第n個采樣點的輸出電壓在兩相靜止坐標α軸的分量；根據所述實際輸出相電壓的基波幅值求得過調制I區界限處對應的第一調制比M1、所述過調制I區與所述過調制II區界限處對應的第二調制比M2以及所述過調制II區上限處對應的最大調制比Mmax。具體來說，下面分別選擇每個扇區存在3個采樣點和4個采樣點的情況舉例說明。如圖3所示，每個扇區存在3個采樣點，以第一扇區為例進行說明。當中間30°位置的采樣點對應的電壓矢量OC達到六邊形邊界，即參考電壓矢量幅值達到六邊形內切圓半徑時，線性調制區結束，過調制I區開始，將|Uref|代入式(1)，可以得到M1＝0.9069。隨著參考電壓矢量的進一步增大，當電壓矢量OD和OE也達到六邊形邊界，即OD增大到OG，OE增大到OF時，過調制I區結束，過調制II區開始。如圖3所示，取四分之一的實際輸出電壓軌跡，進行傅里葉分解F(θ)=4π[∫fcos(θ)dθ+∫f2cos(θ)dθ+∫f3cos(θ)dθ+∫f4cos(θ)dθ+∫f5cos(θ)dθ]---(3)]]>其中，f1=Udc3cos(π/6-π/18)(0≤θ<π9)---(4)]]>f2=Udc3cos(π/6-π/6)(π9≤θ<2π9)---(5)]]>f3=Udc3cos(π/6-5π/18)(2π9≤θ<π3)---(6)]]>f4=Udc3cos(π/6-7π/18)(π3≤θ<4π9)---(7)]]>f5=Udc3cos(π/6-π/2)(4π9≤θ<π2)---(8)]]>其中，f1、f2、f3、f4與f5分別對應10°、30°、50°、70°與90°位置處的采樣點輸出相電壓軌跡。如圖4所示。根據輸出相電壓基波幅值相等的原則，結合式(1)得到F(θ)=M*2Udcπ---(9)]]>代入數值求得M2＝0.9409。進入過調制II區后，通過采樣點向離其最近的扇區邊界進行轉移來增大輸出電壓，需要注意，為了保持輸出脈沖的高度對稱性，中間30°位置的采樣點OC始終保持其位置不變。當另外兩個電壓矢量OD和OE分別轉移到OA和OB時，過調制II區結束，對此時的實際輸出電壓矢量軌跡進行傅里葉分解，并根據輸出相電壓基波幅值相等的原則求得Mmax＝0.9747。如圖5所示，每個扇區存在4個采樣點，同樣以第一扇區為例進行說明。當中間的兩個采樣點對應的電壓矢量OC和OD達到六邊形邊界，即參考電壓矢量幅值達到線性調制區結束，過調制I區開始。結合式(1)與(2)，得到M1＝0.9147。隨著參考電壓矢量的進一步增大，當電壓矢量OE和OF也達到六邊形邊界，即OE增大到OG，OF增大到OH時，過調制I區結束，過調制II區開始。對此時的實際輸出電壓矢量軌跡進行傅里葉分解，并根據輸出相電壓基波幅值相等的原則，求得M2＝0.9455。進入過調制II區后，通過采樣點向離其最近的扇區邊界進行轉移來增大輸出電壓。當OD和OF轉移到OA，OC和OE轉移到OB時，過調制II區結束，對此時的實際輸出電壓矢量軌跡進行傅里葉分解，并根據輸出相電壓基波幅值相等的原則，求得Mmax＝1。從上面分析可知，M1、M2和Mmax不是定值，隨著每個扇區采樣點個數、位置和切換序列的不同而不同。根據調制比的大小將過調制區域分為過調制I區(M1＜M≤M2)和過調制II區(M2＜M≤Mmax)。步驟103、根據所述第一調制比、所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數，并根據所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數確定過調制I區、過調制II區的合成補償電壓矢量的加權系數；步驟104、根據所述加權系數合成過調制I區、過調制II區的補償電壓矢量；進一步地，根據所述第一調制比、所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數，并根據所述過調制I區的調制系數、所述過調制II區的調制系數確定過調制I區、過調制II區的合成補償電壓矢量的加權系數，包括：根據所述第一調制比、所述第二調制比確定所述過調制I區的調制系數為：k1=M-M1M2-M1---(11)]]>其中，k1為過調制I區的調制系數，M為調制比，M1為過調制I區起始處對應的調制比，M2為過調制II區起始處的調制比；根據所述過調制I區的調制系數確定所述過調制I區的合成補償電壓矢量的內切圓電壓矢量的加權系數為(1-k1)，所述過調制I區的合成補償電壓矢量的六邊形電壓矢量的加權系數為k1：根據所述內切圓電壓矢量的加權系數和六邊形電壓矢量的加權系數確定過調制I區的補償電壓矢量為Uref*=(1-k1)Ursin+k1Urh---(12)]]>其中，Ursin為內切圓電壓矢量，Urh為六邊形電壓矢量，為合成補償電壓矢量；Ursin=Udc3ejθ---(13)]]>Urh=Udc3cos(π/6-θ)ejθ---(14)]]>由圖6所示，θ為參考電壓矢量相位，合成的補償電壓矢量均在六邊形內部，且相位和參考電壓相位一致。根據所述第二調制比以及所述最大調制比確定所述過調制II區的調制系數為：k2=M-M2Mmax-M2---(15)]]>其中，k2為過調制II區的調制系數，Mmax為過調制II區上限處對應的最大調制比；根據所述過調制II區的調制系數確定所述過調制II區的合成補償電壓矢量的六拍波電壓矢量的加權系數為k2，所述過調制II區的合成補償電壓矢量的六邊形電壓矢量的加權系數為(1-k2)：根據所述內切圓電壓矢量的加權系數和六邊形電壓矢量的加權系數確定過調制II區的補償電壓矢量為Uref*=(1-k2)Urh+k2Ursix---(16)]]>其中，Ursix為六拍波軌跡對應的參考電壓。具體來說，以第一扇區為例，六拍波軌跡對應的參考電壓用Ursix表示，如圖2所示，當參考電壓矢量相位θ∈[0,π/6)時，Ursix＝U1；當參考電壓矢量相位θ∈[π/6,π/3)時，Ursix＝U2，即Ursix=23Udcej0,0≤θ<π623Udcejπ3,π6<θ<π3---(17)]]>需要注意，在過調制II區，由圖7所示，有效電壓矢量均已達到六邊形邊界，所以零矢量將不再使用，同時可以發現加權系數為k2的六拍波電壓矢量Ursix和加權系數為(1-k2)的六邊形電壓矢量Urh均在六邊形內部。步驟105、根據合成的補償電壓矢量計算采用伏秒平衡原則計算合成補償電壓矢量所需的兩個有效電壓矢量和零矢量的作用時間；具體來說，根據伏秒平衡原則求出兩個有效電壓矢量和零矢量的作用時間，∫0TsUref*dt=∫0T1U1dt+∫T1T1+T2U2dt+∫T1+T2TsUZdt---(18)]]>其中UZ代表零矢量U0或U7，為補償電壓矢量，Ts為采樣周期，T1、T2分別為有效電壓矢量U1和U2的作用時間，代入數值得T1=3Ts|Uref*|sin(π/3-θ)Udc---(19)]]>T2=3Ts|Uref*|sin(θ)Udc---(20)]]>T0＝Ts-T1-T2(21)其中T0為零矢量作用時間，θ為補償電壓矢量的相位。如圖8所示。由步驟四知，在過調制II區，合成的補償電壓矢量相位不同于參考電壓矢量，因此本發明選擇分別計算合成(1-k2)Urh與k2Ursix對應的有效電壓矢量和零矢量的作用時間，進而求得合成補償電壓矢量的作用時間，即T11=3Ts|(1-k2)Urh|sin(π/3-θ)Udc---(22)]]>T21=3Ts|(1-k2)Urh|sin(θ)Udc---(23)]]>T12=3Ts|k2Ursix|sin(π/3-θ)Udc---(24)]]>T22=3Ts|k2Ursix|sin(θ)Udc---(25)]]>T1＝T11+T12(26)T2＝T21+T22(27)式中，T11、T21分別為合成(1-k2)Urh時有效電壓矢量U1和U2的作用時間，T12、T22分別為合成k2Ursix時有效電壓矢量U1和U2的作用時間。T1、T2分別為合成補償電壓矢量時，有效電壓矢量U1和U2的作用時間。步驟106、根據所述兩個有效電壓矢量和零矢量的作用時間進行PWM調制。以上所述即為本發明的具體實施方案，利用本發明所述方法在MATLAB/Simulink環境下進行兩電平逆變器同步調制過調制的仿真。選擇每個扇區3個采樣點來進行仿真，通過增大給定調制比，電機進入過調制I區，得到此時的頻譜圖如圖9所示。進一步增大調制比，進入過調制II區，得到過調制II區的頻譜圖，如圖10所示。可以發現在整個過調制區域輸出脈沖仍保持高度對稱性。最后應說明的是：以上各實施例僅用以說明本發明的技術方案，而非對其限制；盡管參照前述各實施例對本發明進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員應當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分或者全部技術特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術方案的本質脫離本發明各實施例技術方案的范圍。當前第1頁1 2 3