一種高效率的雙頻整流電路的制作方法

本發明涉及一種微波整流電路，具體涉及一種高效率的雙頻整流電路。

背景技術：

當代的能量輸送多數以電纜的方式進行傳播，這些輸送方法不僅耗費大量的人力和物力，而且在空間不足、環境惡劣和地形復雜等環境中，電纜的使用會受到很大的限制。微波輸能(Microwave Power Transmission)是把能量轉化為微波的形式從發射端發射出來，在自由空間中將其傳播到接收端的能量傳輸方式，它打破了傳統的通過電纜傳播電能的方式，開辟了一種新的能量傳播方式。

微波輸能技術通過微波發生器將直流電轉換成微波能量，經過發射天線的聚焦之后進行高效地發射，微波能量在自由空間中傳播，繼而到達接收天線，接收天線是整流天線，負責將微波能量接收并且轉換為可供直流能量，經過升降壓電路輸出給用戶使用。在這幾個環節中，微波輸能系統總的傳輸效率取決于直流能量轉換為微波能量的發射效率，電磁波在空間中的傳輸效率以及微波能量轉換為直流的接收效率。當今技術水平下，發射效率可以做到高達95％以上；傳輸效率主要是受到環境條件的影響，屬于不可控因素；因此微波輸能技術的關鍵是提高接收轉換效率，即微波能量轉換直流能量的整流效率。

技術實現要素：

為了克服現有技術存在的缺點與不足，本發明提供一種高效率的雙頻整流電路。

本發明設計了一個可應用于整流器的雙頻阻抗匹配網絡，使整流器在兩個頻率上都實現阻抗匹配及較高的整流效率。該雙頻阻抗匹配網絡具有嚴格的設計公式，可根據提出的公式很便捷地設計出需要的雙頻整流器。該整流電路采用倍壓整流結構，有利于提高輸出電壓。該整流器的輸出端口采用諧波抑制技術，有利于提高整流器的整流效率。

一種高效率的雙頻整流電路，包括上層微帶結構、中間介質基板和底層金屬地板，所述上層微帶結構印制在中間介質基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質基板的下表面，所述上層微帶結構由依次連接的雙頻阻抗匹配網絡I、倍壓整流電路結構II、諧波抑制網絡III和負載端構成；

所述雙頻阻抗匹配網絡I包括用于隔直流通交流的電容、用于將電路在兩個工作頻率下的阻抗轉化為共軛阻抗的第四微帶線及第五微帶線，和用于將共軛阻抗匹配到信號源阻抗的第一、第二及第三微帶線；所述第一微帶線的一端與輸入端口連接，另一端與第五微帶線的一端連接；所述第二微帶線與第三微帶線分別與第一微帶線垂直連接，且在第一微帶線的兩端，處于同一側；所述第四微帶線垂直連接在第五微帶線的一端，且位于第一微帶線的另一側；所述第四微帶線末端通過金屬化過孔連接底層金屬地板；所述電容的一端與第五微帶線的另一端連接。

所述倍壓整流電路結構II由第七微帶線、第一二極管、第九微帶線和第二二極管構成，所述第九微帶線通過金屬化過孔連接底層金屬地板；所述第七微帶線與電容的另一端連接；所述第一二極管正極連接在第九微帶線，其負極連接在第七微帶線末端；所述第二二極管正極連接在第七微帶線末端，其負極連接在第十一微帶線。該倍壓整流結構有利于提高整流器電路的輸出電壓。

所述諧波抑制網絡III包括第十一微帶線、用于分別抑制第一工作頻率基波和二次諧波的第十二、十三微帶線，和用于分別抑制第二工作頻率基波和二次諧波的第十四、十五微帶線；所述第十二微帶線和第十三微帶線垂直在第十一微帶線的一側，所述第十四微帶線和第十五微帶線垂直連接在第十一微帶線的另一側；所述第十二微帶線和第十四微帶線分別加載到第十一微帶線上距離其左端三分之一第十一微帶線線長的位置；第十三微帶線和第十五微帶線分別加

載到第十一微帶線上距離其左端三分之二第十一微帶線線長的位置。該諧波抑制網絡有利于提高整流電路的工作效率。

所述第四微帶線(4)的電長度應滿足

其中k＝f₂/f₁，f₁及f₂是第一及第二工作頻率。

所述負載端由電阻及第十七微帶線構成，所述電阻連接在第十五微帶線與第十七微帶線中間，第十七微帶線通過金屬化過孔連接底層金屬地板。

所述第十二微帶線和第十三微帶線分別為第一個工作頻率的基波和二次諧波的四分之一波長開路線；所述第十四微帶線和第十五微帶線分別為第二個工作頻率的基波和二次諧波的四分之一波長開路線。

所述輸入端口為特性阻抗50歐姆的微帶線。

所述兩個工作頻率分別為第一工作頻率f₁＝915MHz及第二工作頻率f₂＝2.45GHz。

所述第二及第三微帶線結構及尺寸完全相同。

本發明的有益效果：

(1)本發明設計的雙頻整流電路能同時在兩個不同的頻率上實現阻抗匹配及較高的整流效率；

(2)本發明中應用于整流電路設計的雙頻匹配網絡具有嚴格的參數設計公式，設計步驟明確；

(3)本發明采用的倍壓整流結構有利于提高輸出電壓；

(4)本發明在輸出端口采用的諧波抑制網絡有利于提高整流效率。

附圖說明

圖1是本發明的電路結構圖。

圖2是本發明的雙頻阻抗匹配網絡的示意圖。

圖3是呈現本發明實施例在雙頻阻抗匹配網絡作用下的輸入阻抗變化的歸一化史密斯阻抗圓圖。

圖4是本發明實施例在輸入功率為14.6dBm時，不同頻率下的回波損耗的仿真結果。

圖5是本發明實施例在輸入功率為14.6dBm時，不同頻率下的整流效率的仿真與測量結果。

圖6和圖7是本發明實施例在不同輸入功率下，在兩個工作頻率的仿真與測量結果。

具體實施方式

下面結合實施例及附圖，對本發明作進一步地詳細說明，但本發明的實施方式不限于此。

實施例

如圖1所示，一種高效率的雙頻整流電路，包括上層微帶結構、中間介質基板和底層金屬地板，所述上層微帶結構印制在中間介質基板的上表面，所述底層金屬地板印制在中間介質基板的下表面，所述上層微帶結構由依次連接的雙頻阻抗匹配網絡I、倍壓整流電路結構II、諧波抑制網絡III和負載端構成。本發明的設計步驟為先分別設計倍壓整流電路結構II、諧波抑制網絡III和負載端，最后設計雙頻阻抗匹配網絡I。本實施例中的兩個工作頻率分別是第一工作頻率f₁＝915MHz，第二工作頻率f₂＝2.45GHz，信號源端口阻抗為50Ω。

所述倍壓整流電路結構II由第七微帶線7、第一二極管8、第九微帶線9和第二二極管10連接構成。其中第九微帶線9通過金屬化過孔連接底層金屬地板；第七微帶線7與電容6連接；第一二極管8正極連接在第九微帶線9，負極連接在第七微帶線7末端；第二二極管10正極連接在第七微帶線7末端，負極連接在第十一微帶線11，該倍壓整流結構有利于提高整流器電路的輸出電壓。

所述諧波抑制網絡III由第十一微帶線11、第十二微帶線12、第十三微帶線13、第十四微帶線14和第十五微帶線15構成。所述第十二微帶線12和第十三微帶線13分別為工作頻率f₁的基波和二次諧波的四分之一波長開路線，用于抑制頻率f₁的基波和二次諧波；所述第十四微帶線14和第十五微帶線15分別為工作頻率f₂的基波和二次諧波的四分之一波長開路線，用于抑制頻率f₂的基波和二次諧波。所述第十二微帶線12和第十三微帶線13垂直連接在第十一微帶線11的一側；所述第十四微帶線14和第十五微帶線15垂直連接在第十一微帶線11的另一側；所述第十二微帶線12和第十四微帶線14分別加載到第十一微帶線11上距離其左端三分之一第十一微帶線11線長的位置；第十三微帶線13和第十五微帶線15分別加載到第十一微帶線11上距離其左端三分之二第十一微帶線11線長的位置。該諧波抑制網絡有利于提高整流電路的工作效率。

所述雙頻整流電路的負載端由電阻16及第十七微帶線17構成，所述電阻16的兩端分別與第十五微帶線15及第十七微帶線17連接，其中第十七微帶線17通過金屬化過孔連接底層金屬地板。所述電阻16的選擇會影響到整流電路在兩個不同的工作頻率下的整流效率，本實施例采用源阻抗牽引仿真的方法，確定負載為1000Ω，保證整流電路在兩個工作頻率下都有較高的整流效率。

如圖2和圖3所示，所述的雙頻阻抗匹配網絡I由兩個分支網絡組成，具體第一網絡及第二網絡。Z_L是整流電路從電容6往負載端看過去的等效阻抗。第一網絡用于將兩個工作頻率下的阻抗Z_L(f₁)和Z_L(f₂)轉換成一對在歸一化阻抗圓圖中處于或區域內的共軛阻抗Z_in2(f₁)和Z_in2(f₂)，第二網絡用于等效成一對特性阻抗相等，電長度互補的微帶線，將這對共軛阻抗匹Z_in2(f₁)和Z_in2(f₂)配到50Ω。第一網絡由第四微帶線4、第五微帶線5和電容6依次連接構成，所述第四微帶線4一端垂直連接到第五微帶線5，另一端通過金屬化過孔連接底層金屬地板。其中電容6的作用是隔直流通交流；第五微帶線5用于將整流電路在兩個頻率上的阻抗Z_L(f₁)和Z_L(f₂)轉換成共軛阻抗Z_in1(f₁)和Z_in1(f₂)；第四微帶線4用于將這對共軛阻抗調整到歸一化阻抗圓圖中處于或的區域。第五微帶線5的設計公式為

$Z_1=\sqrt{R_{a1}{R}_{a2}+X_{a1}{X}_{a2}+\frac{X_{a1}+X_{a2}}{R_{a2}-R_{a1}}(R_{a1}{X}_{a2}-R_{a2}{X}_{a1})}$

${\mathrm{\θ}}_{a1}=\frac{1}{k+1}\{arctan\[\frac{Z_1(R_{a1}-R_{a2})}{R_{a2}{X}_{a1}-X_{a2}{R}_{a1}}\]+n\mathrm{\π}\},n=0,1,2,...$

其中n是任意整數，Z₁是第五微帶線5的特性阻抗,θ_a1是第五微帶線5在頻率f₁時對應的電長度，R_a1+jX_a1和R_a2+jX_a2分別是Z_L在兩個頻率f₁和f₂上對應的阻抗。在本實施例中，R_a1+jX_a1＝(159.9-j78.7)Ω,R_a2+jX_a2＝(71.2-j74.1)Ω，因此可求得Z₁＝80.3Ω,θ_a1＝48.7°，繼而可求得電路工作在915MHz時Z_in1＝R_in1+jX_in1＝(32.3-j46.3)Ω，工作在2.45GHz時Z_in1＝R_in1-jX_in1＝(32.3+j46.3)Ω。如圖3所示，該阻抗不在或的區域內，因此需要采用第四微帶線4調整阻抗。值得注意的是，如果經過第五微帶線5后兩個工作頻率對應的共軛阻抗已經在或區域內，則第四微帶線4可除去。為了保持在兩個工作頻率下阻抗共軛，第四微帶線4的電長度應滿足以下公式

${\mathrm{\θ}}_2=\frac{\mathrm{\π}}{1+k}$

其中k＝f₂/f₁(假設f₂>f₁)。第四微帶線4特性阻抗的取值具有一定的自由性。在本實施例中，滿足條件35.5Ω<Z₂<192.6Ω即可將共軛阻抗調整到歸一化阻抗圓圖中區域。計算可得第四微帶線4的電長度θ₂為48.94°，取特性阻抗Z₂為60Ω，，則電路工作在915MHz時Z_in2＝(87.3+j10.8)Ω，工作在2.45GHz時Z_in2＝(87.3-j10.8)Ω。

所述的雙頻阻抗匹配網絡I的第二網絡由輸入端口I/P、第一微帶線1、第二微帶線2和第三微帶線3構成。所述第二微帶線2與第三微帶線3完全相同，且垂直連接在第一微帶線1一側。如圖2所示，在工作頻率為f₁時，第二網絡等效為一段特性阻抗為Z_T，電長度為θ_T的微帶線，將Z_in2(f₁)匹配到信號源端口阻抗Z₀,即50Ω；在工作頻率為f₂時，第二網絡等效為一段特性阻抗為Z_T，電長度為(180°-θ_T)的微帶線，將Z_in2(f₂)匹配到信號源端口阻抗Z₀。第一微帶線1、第二微帶線2和第三微帶線3的電尺寸應滿足下列公式：

$Z_{T1}=\sqrt{\frac{X_{in2}^2{Z}_0}{R_{in2}-Z_0}+R_{in2}{Z}_0}$

${\mathrm{\&theta;}}_{T1}=arctan\&lsqb;\frac{Z_{T1}(R_{in2}-Z_0)}{X_{in2}{Z}_0}\&rsqb;+m\mathrm{\&pi;}$

θ_p1+θ_p2＝lπ,l＝1,3,...

$Z_p=\frac{Z_T{\mathrm{sin\&theta;}}_{T1}}{{\mathrm{sin\&theta;}}_{p1}}$

θ_q1+θ_q2＝rπ,r＝1,2,3...

$Z_q=-\frac{{\mathrm{cot\&theta;}}_{q1}{Z}_p{\mathrm{sin\&theta;}}_{p1}}{{\mathrm{cos\&theta;}}_{T1}-{\mathrm{cos\&theta;}}_{p1}}$

其中m是任意整數，為了減小電路尺寸，應取能滿足0<θ_T1<π的m值；θ_p1和θ_p2分別是第一微帶線1在頻率f₁和頻率f₂時對應的電長度，Z_p是第一微帶線1的特性阻抗；θ_q1和θ_q2分別是第二微帶線2在頻率f₁和頻率f₂時對應的電長度，Z_q是第二微帶線2的特性阻抗，第三微帶線3與第二微帶線2完全相同。在本實施例中，θ_p1＝θ_q1＝48.94°,θ_p2＝θ_q2＝131.06°,Z_p＝87.1Ω,和Z_q＝73.7Ω。

本實施例中一種高效率的雙頻整流電路的結構如圖1所示，以下僅僅為本發明的一個實例，本實例中選擇的二極管型號是安華高公司的HSMS-2862,所用的介質基板為Arlon-AD255,其厚度為30mil，介電常數為2.55。具體電路尺寸選擇如下：第一微帶線的長＝32.1mm，寬＝0.9mm；第二微帶線的長＝33.2mm，寬＝1.1mm；第三微帶線的長＝33.2mm，寬＝1.1mm；第四微帶線的長＝30mm，寬＝2.1mm；第五微帶線的長＝25.4mm，寬＝1.5mm；第七微帶線的長＝3mm，寬＝2.1mm；第九微帶線的長＝4mm，寬＝2.1mm；第十一微帶線的長＝11.2mm，寬＝2.1mm；第十二微帶線的長＝56.5mm，寬＝2.1mm；第十三微帶線的長＝28.4mm，寬＝2.1mm；第十四微帶線的長＝21.2mm，寬＝2.1mm；第十五微帶線的長＝10.5mm，寬＝2.1mm；第十七微帶線的長＝4mm，寬＝2.1mm；第十二微帶線和第十四微帶線分別加載在第十一微帶線上距離其左端3mm的位置；第十三微帶線和第十五微帶線分別加載在第十一微帶線上距離其左端7.1mm的位置；電容＝56pF；負載電阻＝1000Ω。電路整體尺寸為83.7mm×89.3mm。

圖4所示是在輸入功率為14.6dBm時，本發明實施例在不同頻率下的回波損耗的仿真結果。圖中縱坐標數字表示回波損耗，單位為dB。從圖中可以看到雙頻整流電路在兩個工作頻率上回波損耗極小，實現了在兩個工作頻率上的阻抗匹配。

圖5所示是輸入功率為14.6dBm時，本發明實施例在不同頻率下的整流效率的仿真與測量結果。圖中縱坐標數字表示整流效率，單位為％。由圖可知，雙頻整流電路在785MHz到1010MHz和2285MHz到2435MHz兩個頻段內的測量效率高于60％，最高效率分別為77.2％和73.5％；圖中測量結果與仿真結果相符合，出現的20MHz到35MHz的頻偏是由電路加工誤差引入的，屬于可接受范圍。

圖6和圖7所示是本發明實施例在工作頻率分別為895MHz和2415MHz時不同輸入功率下的仿真與測量結果。圖中縱坐標數字分別表示整流效率和輸出電壓，單位分別為％和V。由圖中可以看出，電路工作在895MHz時，整流效率在2到19dBm的輸入功率范圍內大于50％；電路工作在2415MHz時，整流效率在2.5到18dBm的輸入功率范圍內大于50％；以上測試結果證明了本發明設計理論的正確性和可行性。

綜上所述，本發明提出了一種高效率的雙頻整流電路，該電路通過諧波抑制網絡提高整流效率，采用倍壓整流結構提高輸出電壓，最后通過對輸入阻抗的調控，設計出一個具有嚴格的公式指導的雙頻阻抗匹配網絡，從而使公開的整流電路能在兩個頻率上實現高整流效率。

上述實施例為本發明較佳的實施方式，但本發明的實施方式并不受所述實施例的限制，其他的任何未背離本發明的精神實質與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應為等效的置換方式，都包含在本發明的保護范圍之內。