一種基于輔助環儲能系統的調諧濾波器設計方法與流程

本發明涉及儲能技術領域，尤其涉及一種基于輔助環儲能系統的調諧濾波器設計方法。

背景技術：

濾波器是一種能使有用信號順利通過而同時對無用頻率信號進行抑制(或衰減)的電子裝置。

在近代電信設備和各類控制系統中，濾波器應用極為廣泛，在所有的電子部件中，使用最多，技術最為復雜的要算濾波器了。濾波器的優劣直接決定產品的優劣及整個系統的性能。所以，對濾波器的研究和生產歷來為各國所重視。

基于輔助環儲能系統功率交換的調諧濾波器是針對基于輔助環的儲能系統設計的濾波器。調諧濾波器的存在是為了對輔助頻率分量形成一個低阻抗的諧振通路，同時對基波分量形成一個高阻支路。由于調諧濾波器為一諧振電路，在理想情況下，則只要該濾波器中的電感和電容值滿足諧振條件即可，但調諧濾波器在為輔助頻率分量提供低阻抗通路的同時，應該能最大限度的抑制基波分量的存在，即對基波分量形成一個盡可能高的阻抗。

技術實現要素：

發明目的：為了對輔助頻率分量形成一個低阻抗的諧振通路，對基波分量形成一個高阻支路，本發明提供一種基于輔助環儲能系統的調諧濾波器設計方法。

技術方案：本發明提供的一種基于輔助環儲能系統的調諧濾波器設計方法，所述儲能系統包括一個或多個H橋模塊，所述調諧濾波器包括電感L_r、電容C_r及電阻R_r，所述電感L_r、電容C_r、電阻R_r串聯，其特征在于，該方法包括以下步驟：

(1)令直流側電壓為V_c，令最大交換功率為P_emax，根據電阻R_r與V_c、P_emax的關系確定R_r，公式為：

$P_{emax}=\frac{V_c^2}{4R_r};$

(2)令諧振頻率為f_a，令諧振角頻率為ω_a，令基波頻率為f_m，令基波角頻率為ω_m，令基頻部分的損耗值為P_{loss_m}，令電感的下限值為L_{r_low}，令調諧濾波器在基波時的阻抗角根據基波的功率損耗值及公式，計算出所述電感的下限值L_{r_low}，公式為：

其中，M_h為H橋模塊中最大基波調制度，ω_m＝2πf_m，ω_a＝2πf_a；

(3)令電感的上限值為L_{r_high}，令電感偏移量為ΔL，令可接受的角度偏差為令調諧濾波器支路在輔助頻率部分的實際阻抗為Z_rr，根據ΔL與Z_rr、R_r、ω_a的關系計算ΔL，進而根據所述L_{r_low}與ΔL計算電感的上限值L_{r_high}，公式為：

L_{r_high}＝L_{r_low}+ΔL；

(4)根據計算出的L_{r_low}和L_{r_high}，選擇L_r，使L_{r_low}≤L_r≤L_{r_high}，根據所述L_r計算電容C_r的值，公式為：

${\mathrm{\ω}}_a{L}_r=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_a{C}_r}.$

有益效果：本發明提供的一種基于輔助環儲能系統的調諧濾波器在為輔助頻率分量提供低阻抗通路的同時，最大限度的抑制基波分量的存在，即對基波分量形成一個高阻抗。

附圖說明

圖1是調諧濾波器的拓撲圖；

圖2是調諧濾波器組合一時的各電抗仿真圖；

圖3是調諧濾波器組合二時的各電抗仿真圖；

圖4是調諧濾波器選取兩種電感值時的調諧支路電流與總電流的電流比示意圖。

具體實施方式

下面結合附圖和具體實施方式，對本發明做進一步說明。

本實施例的帶輔助環儲能系統包括三個H橋模塊，調諧濾波器包括電感L_r、電容C_r和電阻R_r，所述電感L_r、電容C_r、電阻R_r串聯，如圖1所示，調諧濾波器是為了對輔助頻率分量形成一個低阻抗的諧振通路，同時對基波分量形成一個高阻支路。由于調諧濾波器為一諧振電路，在理想情況下，則只要該濾波器中的電感和電容值滿足諧振條件即可，但調諧濾波器在為輔助頻率分量提供低阻抗通路的同時，應該能最大限度的抑制基波分量的存在，即對基波分量形成一個盡可能高的阻抗。

(1)令直流側電壓為V_c，令最大交換功率為P_emax，根據電阻R_r與V_c、P_emax的關系確定R_r，公式為：

$P_{emax}=\frac{V_c^2}{4R_r};$

(2)對角頻率任意ω，調諧濾波器支路的阻抗值可以表示為：

$Z_r=R_r+{\mathrm{jL}}_r(\mathrm{\ω}-\frac{{\mathrm{\ω}}_a^2}{\mathrm{\ω}})$

其中，ω_a＝2πf_a為諧振角頻率。

因為調諧濾波電路中的電阻R_r相對電抗來說很小，因而從上可知，調諧濾波器支路的阻抗值主要由其電感值決定，并且該支路在基波頻率和輔助頻率時的阻抗都隨著電感值L_r的增大而增大。

令諧振頻率為f_a，令諧振角頻率為ω_a，令基波頻率為f_m，令基波角頻率為ω_m，令基頻部分的損耗值為P_{loss_m}，令電感的下限值為L_{r_low}，令調諧濾波器在基波時的阻抗角根據基波的功率損耗值及公式，計算出所述電感的下限值L_{r_low}，公式為：

其中，M_h為三個H橋模塊中最大基波調制度，ω_m＝2πf_m，ω_a＝2πf_a；

如果僅僅從調諧濾波器支路在基波部分的損耗來考慮，則其電感值L_r越大，其損耗越小。

為了分析調諧濾波器中不同電感值對整個電路阻抗和電流的影響，選取兩種不同的調諧濾波器參數，并對其仿真結果進行比較，兩種參數如下表所示：

仿真結果如圖2至4所示。

從圖4可知，調諧濾波器在小電容的情況下電流比的方差明顯小于大電容時的情況。所以選擇小電容有利于兼顧調諧和LC濾波器濾波功能的實現。

但是另一方面，諧振電路的品質因數且諧振支路電感和電容兩端的電壓有如下關系：U_L(jω)＝U_C(jω)＝QU_i(jω)，也即當調諧濾波器中電容越小，電感越大時，品質因數越高，此時電感電容兩端將出現比U_i高出Q倍的過電壓。

(3)同時，從另一個方面考慮，在實際使用的電感電容器必定存在一定的誤差，且會隨著外界環境(如使用溫度等)的改變，具體參數也會存在一定的偏移，上述誤差的存在，必定會對調諧濾波器的正確工作造成一定的影響。

令電感的上限值為L_{r_high}，令電感偏移量為ΔL，令可接受的角度偏差為令調諧濾波器支路在輔助頻率部分的實際阻抗為Z_rr，根據ΔL與Z_rr、R_r、ω_a的關系計算ΔL，進而根據所述L_{r_low}與ΔL計算電感的上限值L_{r_high}，公式為：

L_{r_high}＝L_{r_low}+ΔL；

調諧濾波器支路的電流可表示為

為儲能變換單元的等效輸出輔助頻率電壓的相角，V_ah＝V_c，

從上式可知，諧振電感的偏移會導致輔助頻率電流的相位偏移并且其幅值也會相應的減小。從而，三個H橋模塊直流側電源E₁～E₃交換的功率也將偏移理論值，甚至可能完全背離所需要交換的設計目標。例如，第三個H橋模塊直流側電源E₃輸出的有功功率可能從0～P₃。其中P₃為

當調諧濾波器的電感值偏移量為±2％時，可以通過減小電感L_r或者增加電阻值R_r來最小化。R_r決定了交換功率的大小，SOC均衡速度和功率損耗。R_r的增加將會削弱SOC均衡控制運行和效率。而與此同時，減小電感L_r將會增加調諧濾波器支路中的基頻分量。該支路中基頻電壓和電流的增加同樣會影響整個系統的運行效率。因而，調諧濾波器支路中的電感和電阻的設計應該綜合考慮系統的控制精度和整個系統的損耗。

(4)最后根據計算出的L_{r_low}和L_{r_high}，選擇L_r，使L_{r_low}≤L_r≤L_{r_high}，根據所述L_r計算電容C_r的值，公式為：

${\mathrm{\ω}}_a{L}_r=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_a{C}_r}.$

以上顯示和描述了本發明的基本原理、主要特征和有益效果和實施方案。本發明是基于輔助環儲能系統功率交換的調諧濾波器的設計方法，對于其他類似濾波器的設計方法也屬于本發明保護范圍。