開關模式交流-直流轉換器及其控制電路的制作方法

本發明涉及開關模式交流-直流轉換器技術，特別地，本發明涉及一種初級側調節開關模式交流-直流轉換器以及相應的控制電路。

背景技術：

開關模式交流-直流轉換器(開關電源)具有尺寸小、轉換效率高等優點，其應用領域不斷擴大，包括充電器、適配器等。對于充電器，在全負載范圍內(空載到重載)，其輸出表現為恒定電壓和恒定電流特性。

圖1所示是傳統的初級側(或稱原邊)調節開關模式充電器系統100示意圖。該開關電源充電器包括交流輸入端口(交流電壓范圍一般為85vac至265vac)、整流橋1(將交流電壓vac轉換為直流電壓vin)、輸入電容2、變壓器3、控制器4、功率開關5、輸出整流二極管6、輸出電容7、控制器儲能電容8、輸出端口(vo)等。一般情況下，充電器100會一直接入交流電插座，因此要求充電器100在空載時具有較低的待機功耗(例如75mw以下)，而在帶載時具有較高的轉換效率，以節省能源。

圖1所示開關電源充電器100的變壓器包括初級側(或稱原邊)繞組(匝數np)、次級側(或稱副邊)繞組(匝數ns)和輔助繞組(匝數na)。初級側繞組p1端(黑點所示)耦合至輸入電容2的正極，初級側繞組p2端(通過功率開關5)耦合至輸入電容2的負極(初級側參考地)。與初級側繞組p1端同名的次級側繞組端口s1(黑點所示)耦合至輸出電容的負極(次級側參考地)，次級側繞組另一端口s2(通過整流二極管6)耦合至輸出電容7的正極；與初級側繞組p1端同名的輔助繞組端口a1(黑點所示)耦合至儲能電容8的負極(初級側參考地)，輔助繞組另一端口a2(通過整流二極管12)耦合至控制器4的儲能電容8的正極。

圖1所示的傳統初級側調控開關電源100初級側繞組與次級側繞組及輔助繞組均是反激關系，而次級側繞組和輔助繞組是正激關系；也就是說，初級側功率開關5導通時，次級側繞組整流二極管6及輔助繞組整流二極管12均處于反向偏置狀態，能量存儲在初級側電感lp內；初級側功率開關5由導通切換為截至狀態后，能量通過整流二極管6和12傳遞到次級側輸出電容7和初級側控制器4的儲能電容8上。

圖2所示是傳統的初級側調節交流-直流轉換器100的主要節點電壓/電流波形示意圖。375v的vin電壓對應265vac交流電整流后的直流電壓，而120v的vin電壓對應85vac交流電整流后的直流電壓。當功率開關從關斷狀態切換為導通狀態后，控制器4輸出最大的基極電流ibmax，初級側繞組電流ip從零開始線性上升，在初級測電流ip達到最大值ipmax的一定比例(例如80％)時控制器4停止提供基極電流ibmax。當初級測電流ip達到最大值ipmax時控制器4接通功率開關5的基極對地的低阻通路，功率開關5從導通狀態切換為截至狀態，初級測電流ip從最大值ipmax跳變為0，次級側電流is從零跳變為ismax。初級測電流/電壓與 次級測電流滿足

vin＝lp*ipmax/tonp(1)

ismax＝ipmax*(np/ns)(2)

|vln|＝(na/np)*vin*r11/(r10+r11)(3)

其中，tonp為初級測繞組電流ip從0增至ipmax的時間，vln為tonp時間段控制器4電壓檢測端vs的電壓，在圖1所示的傳統的初級側調節開關電源100中，vln在tonp時間段為負壓，其絕對值反映輸入交流電壓vac的振幅(vin)。

對于圖1所示的開關電源100，在次級側繞組電流is從ismax線性下降到0的過程中，由于次級測整流器件6處于正向導通狀態，次級側繞組電壓與輸出電壓僅相差整流器件6的正向導通電壓vfd6。由于次級側繞組和輔助繞組是正激關系，在次級側繞組對輸出電容7和負載的充電電流is存在的時間段tons，輔助繞組分壓電阻10和11的抽頭電壓vs反映輸出電壓。vs的平臺電壓vfb與輸出電壓vo存在如下關系：

vo＝(ns/na)*(1+r10/r11)*vfb-vfd6(4)

其中vfd6是整流二極管6的正向導通電壓。因此，對于圖1所示的開關電源100，在次級側繞組對輸出電容7和負載的充電電流is存在的時間段tons，控制器4采集vs端正的平臺電壓vfb，恒壓模塊通過比較vfb偏離目標電壓vref的誤差信號，經過驅動模塊控制功率開關5的導通時間寬度(pwm模式)或者開關頻率(pfm模式)，使得vfb穩定在vref，從而在額定負載范圍(例如圖3所示負載阻抗在10k歐姆至5歐姆范圍內)得到公式(4)決定的穩定的輸出電壓(例如圖3所示5v)，實現初級側調控輸出電壓vo。

對于圖1所示的開關電源100，在負載超出額定負載范圍(例如圖3所示負載阻抗在5歐姆至3.2歐姆范圍內)時，控制電路4中的恒流模塊工作，通過設定次級側繞組對輸出電容7和負載的充電電流is存在的時間段tons與開關周期t的比值ds為常數(或其他方式)，使得輸出電流平均值io穩定。對于設定ds為常數的恒流方法，

io＝(1/2)*ipmax*(np/ns)*ds(5)

其中ipmax＝vcsref/r9，vcsref為控制器內部決定的恒流參考電壓。

基于成本考慮，圖1所示的小功率(例如12w以下)開關電源的功率開關5常采用雙極型晶體管。雙極型晶體管是電流驅動型半導體功率器件。由圖2所示，控制電路4的驅動模塊在初級側電流ip存在時間(tonp)的大部分時間段(tonb)內輸出ibmax的基極電流，使功率開關5處于導通狀態。在ip存在時間(tonp)的后部(約占tonp的20％)，驅動電路停止提供基極電流，以減少雙極型功率開關5關斷時的退飽和時間，降低損耗。

圖1所示的開關電源100中，使雙極型功率開關5工作在導通狀態會產生驅動損耗。控制器4的平均驅動功率

pdrvon＝ibmax*(tonb/t)*vcc(6)

其中t為功率開關的開關周期。由此可見，驅動損耗正比于控制器儲能電容8的電壓vcc和基極電流存在時間tonb。

如圖2所示，對于圖1所示的開關電源100，由于初級側繞組與次級側繞組及輔助繞 組均是反激關系，而且次級側輸出電容7的容值(約470μf)遠遠大于控制器4的儲能電容8的容值(約3.3μf)，初級側功率開關5由導通切換為截至狀態后，初級側能量的大部分轉換到次級側繞組，在tons時間段以充電電流is為輸出電容7和負載(負載耦合至輸出端口，圖中未畫出)充電，初級側能量的一小部分轉換到輔助繞組，以電流ia為儲能電容8充電。儲能電容8的電壓vcc依賴于輔助繞組與次級側繞組的匝比(na/ns)、輸出電壓(vo)、整流二極管12的反向恢復時間、變壓器的三個繞組的具體繞制方式、功率開關5的開關頻率和其他寄生參數，很難用一個簡明的公式表達出來，一般依賴經驗值進行估算。在次級側繞組對輸出電容7和負載的充電電流is的最大值ismax附近，vcc電壓處于一個開關周期t內的最大值；在初級側繞組電流ip的最大值ipmax附近，vcc電壓處于一個開關周期t內的最小值。為保證控制器4在各種情況下(例如負載跳變)能夠穩定工作，vcc電壓需要留有余量。

輸入交流電壓vac在其全變化范圍(通常85vac～265vac)內，由公式(1)可知，tonp有3倍的變化，相應的tonb也有約3倍的變化。在圖1所示的開關電源100中，在接近滿載時，vcc在85vac下(對應vin電壓120v)的電壓值與在265vac下(對應vin電壓375v)的電壓值基本相等，如圖2所示的vcc電壓曲線所示。因此，在圖1所示的開關電源100中，85vac下驅動雙極型功率開關的平均功率損耗是265vac下相應驅動損耗的3倍，導致控制器4的發熱在不同的輸入交流電壓下會有較大的差別。

圖3所示為典型的鋰電池充電器特性曲線，當負載阻抗在最大值(例如10k歐姆)到滿載(5歐姆)的范圍內，開關電源100工作在恒壓模式，輸出電壓穩定在5v；當負載阻抗在滿載(5歐姆)到重載(3.2歐姆)之間時，開關電源100工作在恒流模式，輸出電流穩定在1a；當負載阻抗進一步加重(3.2歐姆以下)直至短路時，開關電源100不再輸出穩定的電壓和電流，而是反復重新啟動(圖3虛線所示)，直到負載電阻回到初級側調控開關電源100的典型負載范圍內(10k歐姆至3.2歐姆之間)。圖3所示的特性曲線對于鋰電池充電是必要的，因為采用常規電流(例如1a)為電壓過低的鋰電池充電對電池壽命是不利的。

對于圖3所示的為鋰電池充電的手機充電器，圖1所示的開關電源100中，控制器在恒壓模式工作時的vcc電壓約在15v附近，當控制器工作在恒流模式時，輸出電壓接近3.2v時，vcc電壓大約降低至7v附近。

對于鎳氫電池，一般要求在電壓很低(例如1v以下)時充電器仍然能夠輸出穩定的電流，例如圖4所示的輸出特性曲線。圖1所示的開關電源結構在常見的輔助繞組對次級繞組匝比(na/ns，一般等于2)條件下，輸出電壓接近ov時會遇到控制器4供電電壓vcc達不到最低要求電壓(例如5v)的問題，造成開關電源反復啟動，無法輸出穩定的電流。采用圖1的傳統開關電源100，在較低(例如0.2v)輸出電壓下如果仍然想保持足夠高(例如7v)的vcc電壓，就必須選擇較大的輔助繞組和次級側繞組匝比(na/ns)。而過大的na/ns會導致恒壓輸出(5v)下vcc電壓變得過高，在85vac下驅動雙極型功率開關的損耗變得難以接受。

圖1所示的開關電源100中，啟動電阻13耦合至輸入電容2和控制器儲能電容8的正極。當開關電源100接入輸入交流電壓后，整流后的直流電壓vin通過啟動電阻13將電容8的電壓充至控制器4的啟動電壓之上，使控制器4開始工作，輸出電壓vo從ov開始上升。 由于輔助繞組對電容8的供電會受到(na/ns)*(vo+vfd6)的影響與限制，vo必須上升到一定電壓(例如2.5v)之后，輔助繞組才可以通過整流二極管12為電容8補充電荷。在此之前控制器只能靠儲能電容8儲存的電量驅動功率開關5。這就要求儲能電容8具有較大的容值，通常在3.3μf左右。而為了在85vac下開關電源100上電后能夠在較快的時間(例如3秒以內)建立額定輸出電壓vo(例如5v)，開關電源100中啟動電阻13的阻值不能很大，通常在兆歐姆(例如3兆歐姆)量級，使得啟動電阻13在較高交流電壓(例如230vac)下會消耗數十毫瓦的功率，不利于降低空載時開關電源100的損耗。

圖1所示的開關電源100中，將啟動電阻耦合至輸入電容2的正極，在充電器空載下電時，輸入電容2可能反復為儲能電容8充電，控制器4反復啟動，使輸出端口出現鐮刀形狀的電壓波動。

綜上所述，有必要提出一個既能滿足典型的鋰電池充電特性曲線(圖3所示)、又能滿足鎳氫電池充電特性曲線(圖4所示)的寬恒流工作范圍、低驅動損耗、低待機功率的低成本開關模式交流-直流轉換器及其控制電路，改進現有的初級側調節開關模式交流-直流轉換器的不足。而這正是本發明的目標。

技術實現要素：

本發明的目的在于克服現有技術的缺點，提出一種新的初級側調節開關模式交流-直流轉換器的控制器供電方式和相應的電壓控制環路，實現寬負載范圍內的恒流和恒壓輸出，降低初級側調節開關模式交流-直流轉換器的驅動損耗和待機功耗，降低轉換器的成本。

根據本發明的實施例，提出了一種初級側調節開關模式交流-直流轉換器及其控制器，包括：輸入端口，耦合至交流電；輸入整流器件，耦合至輸入端口；控制器；輸入電容、輸出電容和控制器儲能電容；輸出整流器件，耦合至輸出電容；供電整流器件，耦合至控制器儲能電容；變壓器，由初級側繞組、次級側繞組和輔助繞組構成，輔助繞組與初級側繞組為正激關系，輔助繞組與次級側繞組為反激關系。輸入電容的正極板、輸出電容的負極板和儲能電容的正極板分別耦合至初級側繞組、次級側繞組和輔助繞組的一組同名端；輸入電容的負極板、輸出電容的正極板和儲能電容的負極板分別耦合至初級側繞組、次級側繞組和輔助繞組的另一組同名端；初級測繞組儲能的同時輔助繞組為控制器儲能電容充電，次級測繞組為輸出電容和負載供電時輔助繞組感應出反映輸出電壓但與之反相的電壓，經控制器電壓反相電路處理后用于恒壓控制。

附圖說明

圖1為現有的開關模式初級側調節交流-直流轉換器原理圖；

圖2為現有的開關模式初級側調節交流-直流轉換器主要節點電壓/電流波形示意圖；

圖3為典型的鋰電池充電器輸出特性曲線；

圖4為典型的鎳氫電池充電器輸出特性曲線；

圖5為基于本發明的開關模式初級側調節交流-直流轉換器一個實施例的原理圖；

圖6為基于本發明的開關模式初級側調節交流-直流轉換器一個實施例的主要節點電壓/電流波形示意圖；

圖7為基于本發明圖5至圖6所示的開關模式初級側調節交流-直流轉換器控制器電壓反相電路實施例示意圖；

具體實施方式

以下詳細描述本發明的具體實施例。實施例的示例在附圖中給出。應當注意，這里描述的實例只是用來舉例說明，并不用于限制本發明。為了便于透徹理解本發明，闡述了實施的細節。然而，對于本領域一般技術人員顯而易見的是，不必采用這些細節也可以實施本發明。在實施例的描述中，為了避免混淆本發明，對本領域眾所周知的電路，例如初級側調控開關電源控制器中典型的恒壓模塊、恒流模塊和驅動模塊未作具體描述。

在整個說明書中，對“一個實施例”、“實施例”的提及意味著，結合該實施例描述的特定特征、結構或者特性被包含在本發明至少一個實施例中。因此，在整個說明書的各個地方出現的短語“在一個實施例中”、“在實施例中”不一定都指同一個實施例。此外，可以用任何適當的組合和(或)子組合將特定的特征、結構或者特性組合在一個或者多個實施例中。因此，本領域的一般技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明目的，并且附圖不一定是按照比例繪制的。應當指出，當稱元件“耦合到”另一元件時，它可以直接耦合到另一元件，也可以存在中間元件。相反，當稱元件“直接耦合到”另一元件時，不存在中間元件。相同或類似的附圖標記表示相同或類似的元件或具有相同或類似操作的元件。

圖5是基于本發明的初級側調節開關模式充電器200示意圖。與圖1所示的傳統的開關電源100的不同之處在于，開關電源200的輔助繞組與初級側繞組構成正激關系、而與次級側繞組構成反激關系。

為適應本發明的初級側調節開關模式充電器200中輔助繞組連接方式的變化，本發明的開關電源控制器24中增加了將反映輸出電壓但與輸出電壓反相的輔助繞組平臺電壓求反以轉換為與輸入電壓同相的模塊。

以下結合圖5、圖6和圖7對本發明的實施例和優點進行詳細說明。

本發明實施例圖5的開關電源200的初級側調控開關電源轉換器變壓器由初級側繞組、次級側繞組和輔助繞組構成。輔助繞組與初級側繞組構成正激關系、輔助繞組與次級側繞組構成反激關系。

如圖5所示，開關電源200包括輸入端口(vac)、整流橋21、輸入電容22、變壓器23、開關電源控制器24、功率開關25、輸出整流器件26、輸出電容27、輸出端口(vo)、控制器儲能電容28、初級側電流檢測電阻29、輔助繞組分壓電阻30和31、輔助繞組整流二極管32、啟動器件33。為限制儲能電容28的充電電流，可以選擇在整流二極管32的陽極(或陰極)串聯一個限流電阻(圖5沒有畫出)。

如圖5所示，本發明的實施例開關電源200的變壓器包括初級側繞組(匝數np)、次級側繞組(匝數ns)和輔助繞組(匝數na)。初級側繞組的一端p1(黑點所示)耦合至輸入電容22的正極，初級側繞組的另一端p2端(經功率開關25和電流檢測電阻29)耦合至輸入電容22的負極(初級側參考地)。與初級側繞組p1端同名的次級側繞組端口s1(黑點所示)耦合至輸出電容27的負極(次級側參考地)，次級側繞組另一端s2(通過整流器件26) 耦合至輸出電容27的正極；與初級側繞組p1端同名的輔助繞組端口a1(黑點所示，通過整流二極管32)耦合至控制器24的儲能電容28的正極，輔助繞組另一端口a2耦合至儲能電容28的負極(初級側參考地)。

圖5所示的本發明開關電源200中，初級側繞組與次級側繞組是反激關系，初級側繞組和輔助繞組是正激關系，次級側繞組和輔助繞組是反激關系；也就是說，初級側功率開關25導通時，輔助繞組通過整流二極管32為控制器24的儲能電容28充電。

圖5所示的本發明開關電源200中，從第一個開關動作開始，儲能電容28即可接受輔助繞組的供電，因此電容28的容值小于圖1所示傳統的初級側調控開關電源100的儲能電容容值。電容28可選用470nf的貼片電容，從而降低了系統成本，并可以支持更大阻值的啟動器件33，進而降低了系統的待機功率。由于儲能電容28容值較小，輔助繞組為儲能電容28的充電過程對于功率開關25導通結束時能量從初級側繞組傳遞到次級側繞組的影響可以忽略不計。

基于本發明的輔助繞組供電方式，儲能電容28的電壓由輔助繞組與初級側繞組的匝比(na/np)和輸入交流電壓vac決定，與輸出電壓無關。因此適合圖4所要求的輸出電壓接近ov時仍然能夠提供穩定負載電流的應用。控制器24的儲能電容28的電壓

vcc＝(na/np)*vin-vfd32＝(na/np)*vac*1.414-vfd32(7)

僅與輔助繞組與初級側繞組的匝比和輸入交流電壓的幅值有關，與輸出電壓和變壓器其他參數無關。

不同于圖1傳統的開關電源100，本發明實施例中控制器供電電壓vcc電壓可以精確控制。例如，選擇na/np＝1/18，則在85vac下vcc電壓在6v左右，265vac下vcc電壓在20v左右。在一個開關周期t內，vcc電壓在功率開關25導通之前降到最低，而在功率開關25導通之后，vcc電壓快速升至公式(7)決定的電壓值。

圖5僅僅是基于本發明的一個具體實施例。對于本領域一般技術人員顯而易見的是，可以有多種方法實施本發明。例如，可以選擇將次級整流器件26置于輸出電容27負極和次級繞組s1之間，整流器件26可以選擇二極管，也可以選擇同步整流器。啟動器件33可以是高壓電阻，也可以是高壓耗盡型晶體管。啟動器件33可以耦合至交流輸入端口，也可以耦合至輸入電容22的正極。

如圖6所示，基于本發明實施例的開關電源200，控制器的平均驅動功率為

pdrvon＝ibmax*(tonb*vcc)/t(8)

由于基于本發明實施例的系統的vcc電壓在85vac的值可以降至6v左右，明顯低過圖1所示傳統初級側調控的開關電源100的控制器供電電壓，而且基于本發明實施例的系統的tonb*vcc基本上不隨輸入交流電壓變化(當輸入交流電壓升高時，雖然vcc電壓上升，但是tonb時間縮短)，因此基于本發明實施例的開關電源200其驅動損耗在85vac和265vac下是均衡的，從而提高了開關電源的轉換效率。

如圖6所示，基于本發明實施例的開關電源200，由于次級側繞組和輔助繞組是反激關系，輔助繞組分壓電阻30和31的抽頭電壓vs所反映的次級側繞組電壓與圖1傳統的開關 電源100有所不同。圖6中，在次級側繞組對輸出電容27和負載的充電電流is存在的時間段tons，vs的平臺電壓vfb是負值(與輸出電壓反相)，vfb與輸出電壓vo存在如下關系：

vo＝-(ns/na)*(1+r30/r31)*vfb-vfd26(9)

其中vfd26是整流二極管26的正向導通電壓。

因此，基于本發明實施例的開關電源200，其控制器24需要將vs節點反映輸出電壓的負壓平臺轉換為正壓平臺(電壓求反)，由控制器24的電壓反相電路實現。轉換完成后即可以按照傳統的控制方法實現恒壓工作。

圖7給出了一種將負壓平臺轉換為正電壓平臺的電壓反相電路實施例。

如圖7所示，電流源i245為二極管連接的q243的b-e結提供偏置電流。當次級側繞組對輸出電容27和負載充電時(tons階段)，vs為負的平臺電壓vfb，q244的基極到發射極電壓等于q243的b-e結電壓(約0.7v)，節點vg近似為虛地。流過電阻r241的電流i1與vfb的絕對值成正比，i1經過p型mos晶體管q246和q247組成的電流鏡鏡像為電流i2，i2在電阻r242上產生電壓vsp。將q246和q247設置為相同的尺寸，簡單推理可得在次級側繞組對輸出電容27和負載充電的tons時段

vsp＝|vfb|*r242/r241(10)

從而實現了負壓到正壓的電壓轉換(電壓反相)。

圖7中，在初級測功率開關25導通(tonp)時，vs變為正比于輸入交流電壓幅值的正電壓，二極管連接的mos晶體管q248起鉗位節點vg的正電壓作用，以限制vg節點的正向電壓，避免q244的發射結擊穿。

在圖5所示的基于本發明實施例的開關電源200中，啟動器件33耦合至輸入交流電壓的一個端口，在開關電源200上電后，在交流電壓的正半周(或負半周)交流電壓通過啟動器件33為儲能電容28充電。與圖1所示傳統的將啟動器件耦合至輸入電容正極板的方式相比，將啟動器件33耦合至交流電壓端口，在交流電壓下電后，可以使儲能電容28的電壓vcc降至控制器24最低工作電壓之下以后，輸入電容22上的存留的電荷不能通過啟動器件33給儲能電容28充電，避免了開關電源200可能出現多次重新啟動造成輸出電壓的鐮刀波。

圖5所示的基于本發明實施例的開關電源200中，控制器開始工作后，從功率開關第一次導通開始，輔助繞組就開始對儲能電容28供電，與vo電壓的高低沒有關系。因此，儲能電容28的容值可以降低。在85vac下開關電源200上電后同樣以較快的時間(例如3秒以內)建立額定輸出電壓vo(例如5v)的條件下，啟動器件33可以選擇為更大阻值的電阻(例如10兆歐姆以上)，從而使啟動器件33在較高交流電壓(例如230vac)下消耗的功率小于10毫瓦，降低了空載時開關電源200的損耗。

雖然已經根據上述典型實施例描述了本發明，但是應該理解，所用的術語是說明和示例性的，而不是限制性的術語。由于本發明能夠以多種形式具體實施而不脫離本發明的精神或實質，所以應當理解，上述實施例并不限于任何前面所述的具體細節，而應當在權利要求所限定的精神和范圍內廣泛地理解。因此，落入權利要求或其等效范圍內的全部變化和改型都為權利要求所涵蓋。