DC/DC轉換器的制作方法

本發明涉及利用變壓器來對初級側與次級側進行絕緣的dc/dc轉換器，特別涉及具備對因恢復電流的影響而產生的浪涌進行抑制的功能的dc/dc轉換器。

背景技術：

在現有的功率轉換裝置中，通過整流電路來對經由變壓器從初級側傳輸至次級側的正負矩形波狀脈沖列進行整流，從而將其轉換為同一極性的矩形波狀脈沖列。此時，在變壓器的次級側，受到整流電路的二極管截止時的恢復電流的影響，會產生浪涌電壓。因此，為對像這樣的浪涌電壓進行抑制，在功率轉換裝置中設置吸收電路。

通過像這樣設置吸收電路，變壓器的次級側所產生的浪涌電壓會被吸收電路的二極管箝位至電容器的電壓。其結果是，由于蓄電于該電容器，因此，能保護整流電路的各元件免受過電壓的影響(例如參照專利文獻1)。

現有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特開2013－74767號公報

專利文獻2：日本專利特開平6－14544號公報

專利文獻3：日本專利特開2013－207950號公報

技術實現要素：

發明所要解決的技術問題

然而，在現有技術中存在如下問題。

在專利文獻1所記載的現有技術中，在吸收電路的電阻上，一端經由二極管而與整流電路的輸出側相連接，另一端與負載相連接。因此，對浪涌電壓進行箝位的電容器的電壓非常依賴于負載的電壓和吸收電路的電阻值。即，在負載的電壓較高的情況下，箝位電壓較高，在負載的電壓較低的情況下，箝位電壓較低。另外，在吸收電路的電阻值較大的情況下，箝位電壓較高，在吸收電路的電阻值較小的情況下，箝位電壓較低。

因此，在負載的電壓較高的情況下，為了高效地對浪涌電壓進行吸收，必須將吸收電路的電阻值設得較小，以防止箝位電壓升高。另一方面，若減小吸收電路的電阻值，則在負載的電壓較低時，箝位電壓較低，能高效地對浪涌電壓進行吸收，但吸收電路的電阻所造成的損耗較大。

這里，不將箝位電壓設得比變壓器的次級側電壓要小。另外，在變壓器的次級側電壓較大且負載的電壓較小的情況下，損耗尤其會因吸收電路的電阻而增大。此外，變壓器的次級側電壓依賴于負載的電壓的最大值。

換言之，在負載的電壓大幅變動的用途中，在為了在負載的電壓最大時高效地對浪涌電壓進行吸收而減小吸收電路的電阻值的情況下，負載的電壓減小，此時，存在吸收電路的電阻所造成的損耗增大的問題。若像這樣吸收電路的電阻所造成的損耗增大，則作為結果，會妨礙功率轉換裝置的高效化，并且由于因電阻的發熱問題而需要增大體積，因此功率轉換裝置難以實現小型化。

本發明是為了解決如上所述的問題而完成的，其目的在于，獲得能抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生、并能實現裝置的高效化和小型化的dc/dc轉換器。

解決技術問題所采用的技術方案

本發明中的dc/dc轉換器包括：逆變器電路，該逆變器電路具有以軟開關方式進行切換控制的多個逆變器用半導體開關元件，將連接于該逆變器電路的輸入側的直流電源的直流電轉換為交流電；整流電路，該整流電路具有多個整流用半導體開關元件；變壓器，該變壓器的初級側與逆變器電路的輸出側相連接，該變壓器的次級側與整流電路的輸入側相連接；諧振電抗器，該諧振電抗器插入于逆變器電路的輸出側與變壓器的初級側之間；以及整流電抗器，該整流電抗器與整流電路的輸出側相連接，所述dc/dc轉換器將直流電進行dc/dc轉換并輸出至與整流電抗器串聯連接的負載，所述dc/dc轉換器還包括：次級側回流電路，該次級側回流電路與整流電路的輸出側相連接，用于在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內使流向負載的負載電流迂回；第1初級側回流用半導體開關元件，該第1初級側回流用半導體開關元件的一端與諧振電抗器和變壓器的初級側之間的連接點相連接，該第1初級側回流用半導體開關元件的另一端與直流電源的一端相連接；以及第2初級側回流用半導體開關元件，該第2初級側回流用半導體開關元件的一端與直流電源的另一端相連接，該第2初級側回流用半導體開關元件的另一端與諧振電抗器和變壓器的初級側之間的連接點相連接，由濾波電抗器和負載串聯連接而成的串聯電路與整流電路的輸出側相連接，次級側回流電路位于整流電路的輸出側與串聯電路之間，與串聯電路并聯連接，第1初級側回流用半導體開關元件和第2初級側回流用半導體開關元件中的某一個在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內，使流向諧振電抗器的電流迂回。

發明效果

根據本發明，具備在dc/dc轉換器的次級側設有次級側回流電路的結構，所述次級側回流電路用于在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內，使流向負載的負載電流迂回而使負載電流回流。由此，可獲得能抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生、并能實現裝置的高效化和小型化的dc/dc轉換器。

附圖說明

圖1是本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的電路結構圖。

圖2是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的、表示dc/dc轉換器的各部分的參數的變化的波形圖。

圖3a是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3b是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3c是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3d是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3e是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3f是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖3g是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖4是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖5是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖6是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖7是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖8是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖9是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖10是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器的次級側的變形例的結構圖。

圖11a是用于對圖10的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖11b是用于對圖10的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖12是本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器的電路結構圖。

圖13是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的、表示dc/dc轉換器的各部分的參數的變化的波形圖。

圖14a是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖14b是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

圖14c是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器的動作進行說明的電流路徑圖。

具體實施方式

以下，利用附圖根據優選實施方式來對本發明所涉及的dc/dc轉換器進行說明。此外，在附圖的說明中，對同一部分或相當部分標注同一標號，并省略重復說明。

實施方式1.

首先，對通過構成本實施方式1中的dc/dc轉換器而獲得的效果進行說明。如上所述，通過構成本實施方式1中的dc/dc轉換器，抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生，并能實現裝置的高效化和小型化。

另外，通過構成本實施方式1中的dc/dc轉換器，除了上述效果以外，還能進一步獲得其它效果。關于像這樣的其它的效果，一邊與專利文獻2、3所記載的現有技術相比較，一邊來進行說明。

這里，在專利文獻2、3所記載的現有技術中，通過使流至整流電路的環流電流減小，來抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生。

然而，在將專利文獻2、3所記載的現有技術應用于以軟開關方式(更具體而言是相移軟開關方式)來進行驅動的dc/dc轉換器的情況下，存在如下所述的問題。

即，在流向整流電路的回流電流減少的同時，流向變壓器初級側的回流電流也會減少。另外，若流向初級側的回流電流減少，則與初級側的半導體開關元件并聯連接的電容器的電壓不容易變為零，無法確保zvs(zerovoltswitching：零電壓開關)的成立性。作為其結果，初級側的半導體開關元件的開關損耗會增大。

與之相對，在本實施方式1中的dc/dc轉換器中，在次級側設有次級側回流電路，該次級側回流電路用于在直流電源的電壓被施加于變壓器初級側的期間內，使流向負載的負載電流迂回而使負載電流回流。另外，在初級側設有使流向諧振電抗器的電流迂回的半導體開關元件。

通過采用像這樣的結構，能減少流向整流電路的回流電流，因此，能抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生。另外，與此同時，即使在以軟開關方式使dc/dc轉換器驅動的情況下，也能抑制流向初級側的回流電流的減少，因此，能確保zvs成立性。

換言之，在本實施方式1中的dc/dc轉換器中，既能確保以軟開關方式所進行的驅動的zvs成立性，又能抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生。

接著，參照圖1對本實施方式1中的dc/dc轉換器10進行說明。圖1是本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器10的電路結構圖。此外，在圖1中，一并圖示出了與dc/dc轉換器10的初級側相連接的直流電源20、與dc/dc轉換器10的次級側相連接的負載30(例如電池等)、以及對dc/dc轉換器10的動作進行控制的控制電路40。

在圖1中，dc/dc轉換器10包括逆變器電路11、諧振電抗器12、被絕緣的變壓器13、整流電路14、濾波電抗器15、濾波電容器16、初級側回流二極管17a、初級側回流二極管17b以及次級側回流電路18。

逆變器電路11具有作為將直流電源20的輸入直流電壓vin轉換為交流電壓并將轉換后的交流電壓輸出至變壓器13的逆變器的功能，相當于所謂的單相逆變器。另外，逆變器電路11與變壓器13的變壓器初級側13a相連接。此外，這里所謂的變壓器初級側13a是指變壓器13的初級繞組側的意思。

具體而言，逆變器電路11具有多個逆變器用半導體開關元件11a～11d。另外，逆變器用半導體開關元件11a～11d構成為分別包含源極和漏極間內置有體二極管的mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金屬氧化物半導體場效應管)。另外，逆變器電路11呈使用了逆變器用半導體開關元件11a～11d的全橋式的電路結構。此外，以下將逆變器用半導體開關元件11a～11d稱為開關元件11a～11d。

在開關元件11a～11d上并聯連接有諧振電容器111a～111d。諧振電容器111a～111d減少開關元件11a～11d的mosfet的開關損耗。

諧振電抗器12插入至逆變器電路11的輸出側與變壓器初級側13a之間，減少開關元件11a～11d的mosfet的開關損耗。

整流電路14將對從變壓器13輸入的交流電壓進行轉換后的直流電壓施加于負載30。將此時的負載30的電壓設為輸出直流電壓vout。另外，整流電路14與變壓器13的變壓器次級側13b相連接。此外，這里所謂的變壓器次級側13b是指變壓器13的次級繞組側的意思。

具體而言，整流電路14具有多個二極管14a～14d，所述多個二極管14a～14d具有作為整流元件的功能。另外，整流電路14呈使用了二極管14a～14d的全橋式的電路結構。

濾波電抗器15和濾波電容器16與整流電路14的輸出側相連接，對整流電路14的輸出電流進行濾波。

初級側回流二極管17a和初級側回流二極管17b互相串聯連接，使流向諧振電抗器12的電流迂回。即，流向諧振電抗器12的電流通過流向初級側回流二極管17a和初級側回流二極管17b中的某一個來進行迂回。

在初級側回流二極管17a中，陽極與諧振電抗器12和變壓器初級側13a之間的連接點相連接，陰極與直流電壓20的正側端子相連接。另外，初級側回流二極管17b的陽極與直流電壓20的負側端子相連接，陰極與諧振電抗器12和變壓器初級側13a之間的連接點相連接。

次級側回流電路18具有由次級側回流二極管181和回流電抗器182串聯連接而成的串聯電路。次級側回流二極管181使流向負載30的負載電流進行迂回來使負載電流進行回流。設置回流電抗器182，以使得負載電流能可靠地流向次級側回流二極管181。

次級側回流二極管181中的陽極與回流電抗器182的一端相連接，陰極與整流電路14的正側輸出端子相連接。回流電抗器182的另一端與整流電路14的負側輸出端子相連接。另外，回流電抗器182為了使電流沿與濾波電抗器15相同的方向流過，而與濾波電抗器15進行磁耦合。

控制電路40配置于主電路的外部，將輸入直流電壓vin和輸出直流電壓vout的檢測結果輸入至控制電路40。控制電路40以軟開關方式對逆變器電路11的開關元件11a～11d分別進行切換控制，使得所輸入的輸出直流電壓vout成為目標電壓。具體而言，控制電路40將柵極信號41輸出至開關元件11a～11d，從而對開關元件11a～11d各自的導通占空比(即，導通期間)進行控制。此外，參照后述圖2來對以軟開關方式來分別切換控制開關元件11a～11d的具體的控制例進行說明。

這里，開關元件11a～11d并不局限于mosfet，也可以是由二極管反向并聯連接而成的igbt(insulatedgatebipolartransistor：絕緣柵雙極型晶體管)等自滅弧型半導體開關元件。另外，諧振電容器111a～111d也可以構成為利用開關元件11a～11d的寄生電容。

此外，在本實施方式1中，例示出了使用二極管14a～14d、初級側回流二極管17a、17b、次級側回流二極管181、以及后述的二極管19那樣的半導體開關元件的情況，但也可以使用晶體管元件等那樣的其它的半導體開關元件。

接著，參照圖2對本實施方式1中的dc/dc轉換器10的動作進行說明。圖2是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器10的動作進行說明的、表示dc/dc轉換器10的各部分的參數的變化的波形圖。

在圖2中，圖示出了由控制電路40分別輸出至逆變器電路11的開關元件11a～11d的柵極信號41的時序圖。另外，在圖2中，通過波形來示出了在開關元件11a～11d根據像這樣的柵極信號41以軟開關方式進行切換控制的情況下的、dc/dc轉換器10的各部分的參數的變化。

具體而言，示出了開關元件11a～11d各自的漏－源間電壓(vds)、以及分別流向變壓器13、初級側回流二極管17a、17b、整流電路14的二極管14a～14d和次級側回流二極管181的電流的變化。

此外，在圖2中，用單點劃線來表示流向初級側回流二極管17b、二極管14b、14c的電流。另外，在逆變器電路11中，開關元件11a、11b各自的占空比接近50％，設置兩者均截止的期間來交替進行導通。開關元件11c、11d也同樣，各自的占空比接近50％，設置兩者均截止的期間來交替進行導通。此外，以在0°至180°為止的范圍內可變的方式來對開關元件11a、11b與開關元件11c、11d之間的相位差進行輸出控制。

接著，參照圖3a～圖3g，對在根據圖2所示的柵極信號41來對開關元件11a～11d進行切換控制的情況下、在各定時流向電路的電流進行說明。圖3a～圖3g是用于對本發明的實施方式1所涉及的dc/dc轉換器10的動作進行說明的電流路徑圖。

在時刻t0之前的期間內，開關元件11a、11d各自的柵極信號41為導通的狀態。因此，如圖3a所示，在初級側，電流以直流電源20、開關元件11a、諧振電抗器12、變壓器初級側13a、開關元件11d、直流電源20的路徑進行流動。另外，在次級側，電流以變壓器次級側13b、二極管14a、濾波電抗器15、負載30、二極管14d、變壓器次級側13b的路徑進行流動。因此，從直流電源20向負載30提供電流。

在時刻t0，將開關元件11d的柵極信號41設為截止。在這種情況下，在時刻t0至時刻t1為止的期間內，如圖3b所示，使流向開關元件11d的電流沿對諧振電容器111d進行充電的方向進行流動。因此，開關元件11d的漏－源間電壓vds逐漸增加。同時，由諧振電容器111c放出的電流以諧振電抗器12、變壓器初級側13a、諧振電容器111c、開關元件11a、諧振電抗器12的路徑流過。因此，開關元件11c的漏－源間電壓vds逐漸減小。

這里，考慮開關元件11c、11d各自的漏－源間電壓vds成為直流電源20的電壓的一半(＝vin/2)的情況。即使在像這樣的情況下，電流也會利用諧振電抗器12所具有的能量沿圖3b所示的電流路徑繼續流動，并且，在時刻t1，開關元件11c、11d的漏－源間電壓vds分別成為零、vin。此時，如圖3c所示，在初級側，電流以諧振電抗器12、變壓器初級側13a、開關元件11c的體二極管、開關元件11a、諧振電抗器12的路徑進行流動。

在時刻t1以后的、電流以圖3c所示電流路徑流向開關元件11c的體二極管的狀態下，在時刻t2，使開關元件11c的柵極信號41導通，從而zvs成立。

另外，在t1以后，施加于變壓器初級側13a的電壓幾乎消失，因此，次級側回流二極管181導通。將互相磁耦合的濾波電抗器15和回流電抗器182的匝數比所對應的電壓vc施加于整流電路14的輸出側。此外，根據下式(1)來計算電壓vc。

【數學式1】

這里，在上式(1)中，n1是濾波電抗器15的匝數，n2是回流電抗器182的匝數，vout是輸出直流電壓，vf10是次級側回流二極管181的正方向電壓。

另外，若將匝數n1和匝數n2設定為使得vc＞0，則反電壓施加于整流電路14，二極管14a～14d截止。因此，電流不會流向整流電路14和變壓器次級側13b。即，對濾波電抗器15的匝數n1和回流電抗器182的匝數n2進行設定，使得正電壓被施加于整流電路14的輸出側，并且電流不會流向整流電路14和變壓器次級側13b。

其結果是，如圖3d所示，在次級側，電流以濾波電抗器15、負載30、回流電抗器182、次級側回流二極管181、濾波電抗器15的路徑進行流動。另外，在初級側，電流不會流向變壓器初級側13a。然而，由于存在初級側回流二極管17a，因此，電流繼續以諧振電抗器12、初級側回流二極管17a、開關元件11a、諧振電抗器12的路徑進行流動。

此外，在從時刻t2至時刻t3為止的期間內，電流不會流向二極管14a、14d，在截止時會產生恢復電流。然而，在這種情況下，整流電路14的輸出側僅施加有電壓vc。因此，若將電壓vc設定得比整流電路14的二極管14a～14d的耐壓要足夠小，則由恢復電流的影響所造成的浪涌不會成為問題。

在像這樣未向變壓器初級側13a施加直流電源20的電壓的期間內，次級側回流電路18使負載電流迂回并使負載電流回流至負載30，因此，流向整流電路14的負載電流受到抑制。即，負載電流以由回流電抗器182和次級側回流二極管181串聯連接而成的串聯電路而非整流電路14作為回流路徑來進行流動。因此，由于會產生由1個次級側回流二極管181的恢復電流的影響所造成的浪涌，而非位于整流電路14的回流路徑的2個二極管(即二極管14a和14d)的恢復電流的影響所造成的浪涌，因此，整體而言能降低浪涌。

在時刻t3，將開關元件11a的柵極信號41設為截止。在這種情況下，在時刻t3至時刻t4為止的期間內，如圖3e所示，使流向開關元件11a的電流沿對諧振電容器111a進行充電的方向進行流動。因此，開關元件11a的漏－源間電壓vds逐漸增加。同時，諧振電容器111b放出的電流流過諧振電抗器12、初級側回流二極管17a、直流電源20、諧振電容器111b、諧振電抗器12的路徑。因此，開關元件11b的漏－源間電壓vds逐漸減小。

這里，考慮開關元件11a、11b各自的漏－源間電壓vds成為直流電源20的電壓的一半(＝vin/2)的情況。即使在像這樣的情況下，電流也會利用諧振電抗器12所具有的能量沿圖3e所示的電流路徑繼續流動，并且，在時刻t4，開關元件11a、11b的漏－源間電壓分別成為vin、零。此時，在從時刻t4至時刻t5為止的期間內，如圖3f所示，在初級側，電流以諧振電抗器12、初級側回流二極管17a、直流電源20、開關元件11b的體二極管、諧振電抗器12的路徑進行流動。

在時刻t5，將開關元件11b的柵極信號41設為導通。在這種情況下，zvs成立。另外，在從時刻t5到時刻t6為止的期間內，如圖3g所示，在初級側，電流以直流電源20、開關元件11c、變壓器初級側13a、諧振電抗器12、開關元件11b、直流電源20的路徑進行流動。另一方面，在次級側，電流以變壓器次級側13b、二極管14c、濾波電抗器15、負載30、二極管14b、變壓器次級側13b的路徑進行流動。因此，從直流電源20向負載30提供電流。

從以上所說明的時刻t0到時刻t6為止的期間為半周期，在該半周期中將開關元件11a、11d截止，將開關元件11b、11c導通。剩余的半周期是從時刻t6到時刻t12為止的期間，在剩余的半周期中，進行與從時刻t0到時刻t6為止的期間相同的控制，從而將開關元件11b、11c截止，將開關元件11a、11d導通。將像這樣的時刻t0～時刻t12的期間設為一個周期，反復進行同樣的控制，從而流向負載30的負載電流持續流動。

以上，根據本實施方式1，具有以下結構，所述結構包括：次級側回流電路，該次級側回流電路與整流電路的輸出側相連接，用于在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內使流向負載的負載電流迂回；第1初級側回流用半導體開關元件，該第1初級側回流用半導體開關元件的一端與諧振電抗器和變壓器的初級側之間的連接點相連接，該第1初級側回流用半導體開關元件的另一端與直流電源的一端相連接；以及第2初級側回流用半導體開關元件，該第2初級側回流用半導體開關元件的一端與直流電源的另一端相連接，該第2初級側回流用半導體開關元件的另一端與諧振電抗器和變壓器的初級側之間的連接點相連接。另外，第1初級側回流用半導體開關元件和第2初級側回流用半導體開關元件的任意一個在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內，使流向諧振電抗器的電流迂回。此外，由濾波電抗器和負載串聯連接而成的串聯電路與整流電路的輸出側相連接，次級側回流電路位于整流電路的輸出側與串聯電路之間，與串聯電路并聯連接。

由此，能確保以軟開關方式所進行驅動的zvs成立性，并能抑制恢復電流的影響所造成的浪涌的發生。另外，由于未設置吸收電路，因此，無需吸收電路等次級側的浪涌對策，并能降低初級側的半導體開關元件的損耗。其結果是，能實現dc/dc轉換器的高效化和小型化。

此外，在本實施方式1中，次級側回流二極管181只要設計成具有使得開關時所產生的恢復電流的大小比整流電路14的二極管14a～14d要小的特性即可。另外，次級側回流二極管181也可以由寬帶隙半導體(例如碳化硅、氮化鎵類材料或者金剛石等)所形成。特別是通過將次級側回流二極管181設為由寬帶隙半導體所形成的肖特基勢壘二極管等，從而能進一步減少恢復電流的影響所造成的浪涌。

另外，在本實施方式1中，關于匝數n1和匝數n2，例示出了設定成在未向變壓器初級側13a施加直流電源20的電壓的期間內使得整流電路14和變壓器次級側13b中不流過電流的情況。然而，也可以對即使流向整流電路14和變壓器次級側13b也沒問題的電流的允許范圍進行規定，并對匝數n1和匝數n2進行設定，使得位于該允許范圍內。使流向次級側的回流電流分流至整流電路14的二極管14a～14d和次級側回流二極管181，從而能減少由恢復的發生所導致的正向電流。

另外，在本實施方式1中，關于dc/dc轉換器10的次級側的具體電路結構，列舉出各種各樣的變形例。下面，參照圖4～圖10進行說明。圖4～圖10是表示本發明實施方式1中的dc/dc轉換器10的次級側的變形例的結構圖。

在本實施方式1中，例示出了以下情況：次級側回流二極管181的陽極與回流電抗器182的一端相連接，陰極與整流電路14的正側輸出端子相連接，回流電抗器182的另一端與整流電路14的負側輸出端子相連接。然而，如圖4所示，也可以采用以下結構：次級側回流二極管181的陰極與回流電抗器182的一端相連接，陽極與整流電路14的負側輸出端子相連接，回流電抗器182的另一端與整流電路14的正側輸出端子相連接。

通過采用像這樣的結構，在進行磁耦合的濾波電抗器15和回流電抗器182中，各電抗器能共用與整流電路14的輸出側的正側相連接的端子。其結果是，能削減作為濾波電抗器15與回流電抗器182之間的耦合電抗器的端子數。

在本實施方式1中，例示出了濾波電抗器15位于整流電路14的正側輸出端子與負載30的正側端子之間的情況，但也可以位于整流電路14的負側輸出端子與負載30的負側端子之間。

另外，濾波電抗器15也可以既位于整流電路14的正側輸出端子與負載30的正側端子之間，又位于整流電路14的負側輸出端子與負載30的負側端子之間。在這種情況下，如圖5所示，濾波電抗器15a的一端與整流電路14的正側輸出端子相連接，另一端與負載30的正側端子相連接。另外，濾波電抗器15b的一端與整流電路14的負側輸出端子相連接，另一端與負載30的負側端子相連接。

在像這樣的結構中，如圖5所示，濾波電抗器15a、濾波電抗器15b及回流電抗器182也可以都進行磁耦合。另外，如圖6所示，也可以僅濾波電抗器15a與回流電抗器182進行磁耦合。此外，如圖7所示，也可以僅濾波電抗器15b與回流電抗器182進行磁耦合。

另外，也可以將與濾波電抗器15a進行磁耦合的回流電抗器182a、以及與濾波電抗器15b進行磁耦合的回流電抗器182b作為回流電抗器182而設置于次級側回流電路18。在這種情況下，如圖8所示，回流電抗器182a的一端與整流電路14的正側輸出端子相連接，另一端與次級側回流二極管181的陰極相連接。另外，濾波電抗器182b的一端與整流電路14的負側輸出端子相連接，另一端與次級側回流二極管181的陽極相連接。

此外，在圖8中，在由回流電抗器182a和182b以及次級側回流二極管181所構成的串聯電路中，例示出了從整流電路14的正側輸出端子起按照回流電抗器182a、次級側回流二極管181、回流電抗器182b的順序來進行連接的情況，但將這些元件相連接的順序也可以是任意的。另外，如圖9所示，濾波電抗器15a、濾波電抗器15b、回流電抗器182a及回流電抗器182b也可以都進行磁耦合。

在本實施方式1中，例示出了將次級側回流電路18構成為使得具有由次級側回流二極管181和回流電抗器182串聯連接而成的串聯電路的情況。然而，如圖10所示，也可以將次級側回流電路18構成為使得具有由回流電容器183和次級側回流二極管181串聯連接而成的串聯電路。

具體而言，回流電容器183的一端與次級側回流二極管181的陰極相連接，另一端與整流電路14的正側輸出端子相連接。另外，次級側回流二極管181的陽極與整流電路14的負側輸出端子相連接。此外，旁通用的二極管19的陽極與次級側回流二極管181的陰極和回流電抗器183之間的連接點相連接，旁通用的二極管19的陰極與濾波電抗器15和負載30之間的連接點相連接。

這里，參照圖11a和圖11b，對在圖10中的dc/dc轉換器10的結構中、在根據之前的圖2所示的柵極信號41來對開關元件11a～11d進行切換控制的情況下的、各時刻下流向電路的電流進行說明。圖11a和圖11b是用于對圖10的dc/dc轉換器10的動作進行說明的電流路徑圖。

在圖11a中，示出了在向變壓器初級側13a施加有直流電源20的輸入直流電壓vin的期間(即，相當于之前的圖2的時刻t0以前)的電流路徑。具體而言，在圖11a中，示出了開關元件11a、11d導通情況下的電流路徑。

如圖11a所示，在初級側，電流以直流電源20、開關元件11a、諧振電抗器12、變壓器初級側13a、開關元件11d、直流電源20的路徑進行流動。

另外，在次級側，電流以變壓器次級側13b、二極管14a、回流電容器183、二極管19、負載30、二極管14d、變壓器次級側13b的路徑進行流動。因此，從直流電源20向負載30提供電流。此外，電流也流向與回流電容器183和二極管19分別并聯連接的濾波電抗器15。

在圖11b中，示出了在未向變壓器初級側13a施加有直流電源20的輸入直流電壓vin的期間(即，相當于之前的圖2的時刻t2至時刻t3為止的期間)的電流路徑。

如圖11b所示，在次級側，對回流電容器183充電，因此，電流以回流電容器183、濾波電抗器15、負載30、次級側回流二極管181、回流電容器183的路徑進行流動，向整流電路14的輸出側施加正電壓。因此，電流不會流向整流電路14和變壓器次級側13b，電流也不會流向變壓器初級側13a。

另外，在初級側，電流不會流向變壓器初級側13a，但由于存在初級側回流二極管17a，因此，電流繼續以諧振電抗器12、初級側回流二極管17a、開關元件11a、諧振電抗器12的路徑進行流動。

如上所述，作為次級側回流電路18，即使采用由回流電容器183和次級側回流二極管181串聯連接而成的結構，也能使流向整流電路14的回流電流減小，降低恢復電流，抑制浪涌的產生。另外，與此同時，能維持流向初級側的回流電流，能維持zvs成立性。

此外，在本實施方式1中，對dc/dc轉換器10以相位偏移軟開關方式進行驅動的情況進行了說明，但并不局限于相位偏移軟開關，采用在未向變壓器初級側13a施加直流電源20的電壓的期間內使回流電流流向變壓器初級側13a的方式也能期待相同的效果。

實施方式2.

在之前的實施方式1中，對dc/dc轉換器10以相位偏移軟開關方式進行驅動的情況進行了說明。與之相對，在本發明的實施方式2中，對dc/dc轉換器10以硬開關方式進行驅動的情況進行說明。此外，在本實施方式2中，省略對與之前的實施方式1的相同點的說明，以與之前的實施方式1的不同點為中心來進行說明。

圖12是本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器10a的電路結構圖。此外，在圖12中，與之前的實施方式1相同，對直流電源20、負載30以及控制dc/dc轉換器10a的動作的控制電路40一并進行了圖示。

在圖12中，dc/dc轉換器10a包括逆變器電路11、被絕緣的變壓器13、整流電路14、濾波電抗器15、濾波電容器16及次級側回流電路18。

這里，dc/dc轉換器10a與之前的實施方式1中的dc/dc轉換器10存在以下不同點。即，不同點在于，初級側未設有諧振電容器111a～111d、諧振電抗器12、以及初級側回流二極管17a和17b。另外，不同點還在于，控制電路40以硬開關方式而非軟開關方式來分別對開關元件11a～11d進行切換控制。此外，參照后述圖13來對以硬開關方式來分別切換控制開關元件11a～11d的具體的控制例進行說明。

接著，參照圖13對本實施方式2中的dc/dc轉換器10a的動作進行說明。圖13是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器10a的動作進行說明的、表示dc/dc轉換器10a的各部分的參數的變化的波形圖。

在圖13中，圖示出了由控制電路40分別輸出至逆變器電路11的開關元件11a～11d的柵極信號41的時序圖。另外，在圖13中，通過波形來示出了在開關元件11a～11d根據像這樣的柵極信號41以硬開關方式進行切換控制的情況下的、dc/dc轉換器10的各部分的參數的變化。

具體而言，示出了開關元件11a～11d各自的漏－源間電壓(vds)、以及分別流向變壓器13、整流電路14的二極管14a～14d和次級側回流二極管181的電流的變化。

此外，在圖13中，用單點劃線來表示流向二極管14b、14c的電流。另外，在逆變器電路11中，使開關元件11a、11d的組合同時導通。同樣，使開關元件11b、11c的組合同時導通。另外，對全部截止的期間進行設定，并使開關元件11a、11d的組合以及開關元件11b、11c的組合交替導通。此外，使開關元件11a、11d以及開關元件11b、11c的各個占空比可變，以進行輸出控制。

接著，參照圖14a～圖14c，對在根據圖13所示的柵極信號41來對開關元件11a～11d進行切換控制的情況下的、各時刻下流向電路的電流進行說明。圖14a～圖14c是用于對本發明的實施方式2所涉及的dc/dc轉換器10a的動作進行說明的電流路徑圖。

在時刻t0之前的期間內，為開關元件11a、11d的柵極信號41處于導通的狀態。因此，如圖14a所示，在初級側，電流以直流電源20、開關元件11a、變壓器初級側13a、開關元件11d、直流電源20的路徑進行流動。另外，在次級側，電流以變壓器次級側13b、二極管14a、濾波電抗器15、負載30、二極管14d、變壓器次級側13b的路徑進行流動。因此，從直流電源20向負載30提供電流。

在時刻t0，將開關元件11a、11d的柵極信號41設為截止。在這種情況下，在初級側，無電流流動，開關元件11a～11d的漏－源間電壓為vin/2。另外，在次級側，如圖14b所示，不向變壓器初級側13a施加電壓，因此，在變壓器次級側13b上也不會產生電壓。因此，次級側回流二極管181導通，在整流電路14的輸出側施加有上式(1)所示的電壓vc。

這里，與之前的實施方式1相同，考慮將匝數n1、n2設定成使得vc＞0的情況。在這種情況下，在從時刻t0到時刻t1為止的期間內，將反向電壓施加于整流電路14，二極管14a～14d截止，因此，整流電路14上沒有電流流過。另外，在次級側，電流在濾波電抗器15、負載30、回流電抗器182、次級側回流二極管181、濾波電抗器15的路徑上進行流動。

此外，在從時刻t0至時刻t1為止的期間內，電流不會流向二極管14a、14d，從而截止，此時會產生恢復電流。然而，在這種情況下，整流電路14的輸出側僅施加有電壓vc。因此，若將電壓vc設定得比整流電路14的二極管14a～14d的耐壓要足夠小，則由恢復電流的影響所造成的浪涌不會成為問題。

在像這樣未向變壓器初級側13a施加直流電源20的電壓的期間內，次級側回流電路18使負載電流迂回并使負載電流回流，因此，流向整流電路14的負載電流受到抑制。即，負載電流流向由回流電抗器182和次級側回流二極管181串聯連接而成的串聯電路而非整流電路14。因此，由于會產生由1個次級側回流二極管181的恢復電流的影響所造成的浪涌，而非由位于整流電路14的回流路徑的2個二極管(即二極管14a和14d)的恢復電流的影響所造成的浪涌，因此，整體而言能降低浪涌。

在時刻t1，將開關元件11b、11c的柵極信號41設為導通。在這種情況下，在從時刻t1到時刻t2為止的期間內，如圖14c所示，在初級側，電流以直流電源20、開關元件11c、變壓器初級側13a、開關元件11b、直流電源20的路徑進行流動。在次級側，電流以變壓器次級側13b、二極管14c、濾波電抗器15、負載30、二極管14b、變壓器次級側13b的路徑進行流動。因此，從直流電源20向負載30提供電流。

從以上所說明的時刻t0到時刻t2為止的期間為半周期，在該半周期中將開關元件11a、11d截止，將開關元件11b、11c導通。剩余的半周期是從時刻t2到時刻t4為止的期間，在該剩余的半周期中，進行與從時刻t0到時刻t2為止的期間相同的控制，從而將開關元件11b、11c截止，將開關元件11a、11d導通。將像這樣的時刻t0～時刻t4的期間設為一個周期，反復進行同樣的控制，從而流向負載30的負載電流持續流動。

以上，根據本實施方式2，具有包括次級側回流電路的結構，該次級側回流電路與整流電路的輸出側相連接，用于在未向變壓器的初級側施加直流電源的電壓的期間內，使流向負載的負載電流迂回。另外，由濾波電抗器和負載串聯連接而成的串聯電路與整流電路的輸出側相連接，次級側回流電路位于整流電路的輸出側與串聯電路之間，與串聯電路并聯連接。

由此，能夠抑制恢復電流的影響所引起的浪涌的變化。另外，由于未設置吸收電路，因此，無需吸收電路等次級側的浪涌對策，并能降低初級側的半導體開關元件的損耗，其結果是，能實現dc/dc轉換器的高效化和小型化。

此外，在實施方式2中，關于dc/dc轉換器10a的次級側，其結構與之前的實施方式1相同，因此，即使在運用了之前的實施方式1中所公開的各種變形例的情況下，也能獲得相同的效果。

另外，在本實施方式1、2中，作為整流電路14的結構例，例示出了使用全橋型的整流電路的情況，但也可以使用中心抽頭型的整流電路。