測量降壓切換模式電力供應器中的輸出電流的制作方法

本申請案主張于2014年10月17日提出申請的共同擁有的第62/065,152號美國臨時專利申請案的優先權，所述美國臨時專利申請案出于所有目的以引用方式并入本文中。

技術領域

本發明涉及一種切換模式電力供應器(SMPS)，且特定來說，涉及對降壓SMPS中的輸出電流的準確測量。

背景技術：

切換模式電力供應器(SMPS)遞送大量電力而極少浪費，這是因為SMPS的電路元件是極其高效的且耗散極少電力。在SMPS(特定來說，負載點(POL)轉換器)中，以高準確度(在全負載下的1％到3％)提供對輸出電流的實時測量以用于最大操作效率是必不可少的。不僅此電流測量必須是準確的，而且其必須不影響SMPS POL轉換器的效率或動態性能。感測且測量電流達到此高準確度(1％到3％)是在SMPS設計中已存在了多年的問題。現今，并不存在已知解決方案以滿足不會不利地影響POL轉換器的效率的此要求。

技術實現要素：

因此，需要在不使SMPS的效率及/或動態性能降級的情況下對SMPS輸出電流進行較準確測量。

根據一實施例，一種用于在切換模式電力供應器(SMPS)(具有串聯耦合于供應電壓與共同點之間的高側開關及低側開關以及耦合于所述高側開關和所述低側開關的接合點與負載之間的功率電感器)中執行電流測量的方法可包括以下步驟：當所述高側開關可接通時，以第一恒定電流將時序電容器充電；當脈沖寬度調制(PWM)周期達到50％且所述高側開關可接通時，以所述第一恒定電流將所述時序電容器放電；當所述PWM周期達到50％且所述高側開關可關斷時，以第二恒定電流將所述時序電容器放電，其中所述第二恒定電流可為所述第一恒定電流的兩倍；及當所述時序電容器上的電壓達到預定參考電壓時，對所述功率電感器電流進行取樣。

根據所述方法的又一實施例，當所述高側開關可關斷且所述PWM周期可小于50％時，可不將所述時序電容器充電或放電。根據又一實施例，當可對所述功率電感器電流進行取樣時，將所述電容器預充電到所述參考電壓。根據又一實施例，將所述功率電感器電流樣本轉換為其數字表示的步驟可借助模/數轉換器(ADC)來完成。

根據所述方法的又一實施例，可包括以下步驟：將多個所述功率電感器電流樣本求平均；及借助模/數轉換器(ADC)將所述多個所述功率電感器電流樣本的平均值轉換為其數字表示。

根據所述方法的又一實施例，對所述功率電感器電流進行取樣的所述步驟可包括以下步驟：在所述低側開關與所述供應共同點之間提供電流測量電阻器；及當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時，對跨越所述電流測量電阻器形成的電壓進行取樣。

根據所述方法的又一實施例，所述高側開關及所述低側開關可為功率晶體管。根據所述方法的又一實施例，所述功率晶體管可為金屬氧化物半導體場效晶體管(MOSFET)。根據所述方法的又一實施例，對所述功率電感器電流進行取樣的所述步驟可包括當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時對跨越所述低側MOSFET形成的電壓進行取樣的所述步驟。

根據所述方法的又一實施例，對所述功率電感器電流進行取樣的所述步驟可包括以下步驟：提供與所述低側MOSFET相關聯的前導場效晶體管(FET)，其中所述前導FET可具有流動穿過其的所述功率電感器電流的小部分；及當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時，對跨越所述前導FET及所述低側MOSFET形成的電壓進行取樣。根據所述方法的又一實施例，對所述功率電感器電流進行取樣的所述步驟可包括以下步驟：提供與所述功率電感器串聯的電流測量電阻器；及當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時，對跨越所述電流測量電阻器形成的電壓進行取樣。根據所述方法的又一實施例，對所述功率電感器電流進行取樣的所述步驟可包括當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時對跨越所述功率電感器的電壓進行取樣的所述步驟。

根據所述方法的又一實施例，預定閾值電壓可為大約零(0)伏特。根據所述方法的又一實施例，可包括當所述時序電容器上的所述電壓達到所述預定參考電壓時產生取樣信號的步驟。根據所述方法的又一實施例，可包括所述時序電容器上的所述電壓每第n次達到所述預定參考電壓時借助模/數轉換器(ADC)將所述功率電感器電流樣本轉換為其數字表示的步驟。

根據另一實施例，一種用于確定降壓切換模式電力供應器(SMPS)中的功率電感器電流取樣點的設備可包括：恒定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其所述第一節點可耦合到電壓源；恒定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中所述恒定電流槽可為所述恒定電流源的電流值的兩倍；電流源開關，其耦合于所述恒定電流源的所述第二節點與所述恒定電流槽的所述第一節點之間；電流槽開關，其耦合于所述恒定電流槽的所述第二節點與電壓源共同點之間；時序電容器，其耦合于所述恒定電流槽的所述第一節點與所述電壓源共同點之間；電壓比較器，其具有耦合到預定參考電壓的第一輸入、耦合到所述時序電容器的第二輸入及輸出，其中其所述輸出可在所述時序電容器上的所述電壓可大于所述預定參考電壓時處于第一邏輯電平且在所述時序電容器上的所述電壓可等于或小于所述預定參考電壓時處于第二邏輯電平；其中當來自所述SMPS的高側開關信號變為第一邏輯電平時，所述電流源開關接通且將所述恒定電流源耦合到所述時序電容器，借此所述時序電容器上的電壓增加；當來自所述SMPS的所述高側開關信號變為第二邏輯電平時，所述電流源開關關斷且將所述恒定電流源從所述時序電容器解耦，借此所述時序電容器上的所述電壓保持不變；且當可接收來自所述SMPS的50％脈沖寬度調制(PWM)周期信號時，所述電流槽開關接通且將所述恒定電流槽耦合到所述時序電容器，借此當所述高側開關信號可處于所述第二邏輯電平時所述時序電容器上的所述電壓以為其增加時兩倍快的速率降低，且當所述高側開關信號可處于所述第一邏輯電平時所述時序電容器上的所述電壓以與其增加時相同的速率降低。

根據又一實施例，當所述電壓比較器的所述輸出可處于所述第二邏輯電平時，可產生取樣信號。根據又一實施例，電壓均衡開關可耦合于所述時序電容器與所述預定參考電壓之間，其中當可產生所述取樣信號時，所述電壓均衡開關可接通且可迫使所述時序電容器上的所述電壓變得與所述預定參考電壓基本上相同。根據又一實施例，當可產生所述取樣信號時，可獲取所述功率電感器電流的樣本。

根據又一實施例，一種用于確定降壓切換模式電力供應器(SMPS)中的功率電感器電流取樣點的微控制器可包括：恒定電流源，其具有第一節點及第二節點，其中其所述第一節點可耦合到電壓源；恒定電流槽，其具有第一節點及第二節點，其中所述恒定電流槽可為所述恒定電流源的電流值的兩倍；電流源開關，其耦合于所述恒定電流源的所述第二節點與所述恒定電流槽的所述第一節點之間；電流槽開關，其耦合于所述恒定電流槽的所述第二節點與電壓源共同點之間；時序電容器，其耦合于所述恒定電流槽的所述第一節點與所述電壓源共同點之間；電壓比較器，其具有耦合到預定參考電壓的第一輸入、耦合到所述時序電容器的第二輸入及輸出，其中其所述輸出可在所述時序電容器上的所述電壓可大于所述預定參考電壓時處于第一邏輯電平且在所述時序電容器上的所述電壓可等于或小于所述預定參考電壓時處于第二邏輯電平；其中當來自所述SMPS的高側開關信號變為第一邏輯電平時，所述電流源開關接通且將所述恒定電流源耦合到所述時序電容器，借此所述時序電容器上的電壓增加；當來自所述SMPS的所述高側開關信號變為第二邏輯電平時，所述電流源開關關斷且將所述恒定電流源從所述時序電容器解耦，借此所述時序電容器上的所述電壓保持不變；且當可接收來自所述SMPS的50％脈沖寬度調制(PWM)周期信號時，所述電流槽開關接通且將所述恒定電流槽耦合到所述時序電容器，借此當所述高側開關信號可處于所述第二邏輯電平時所述時序電容器上的所述電壓以為其增加時兩倍快的速率降低，且當所述高側開關信號可處于所述第一邏輯電平時所述時序電容器上的所述電壓以與其增加時相同的速率降低。

附圖說明

可通過參考結合附圖進行的以下說明而獲取對本發明的更完整理解，在所述附圖中：

圖1圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的降壓切換模式電力供應器(SMPS)的示意圖；

圖2圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意圖；

圖3圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的在20％PWM工作循環下的圖2中所展示的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意性時序圖；

圖4圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的在80％PWM工作循環下的圖2中所展示的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意性時序圖；

圖5圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的從恒定電流源及槽將電容器充電及放電的示意性時間-電壓曲線圖；

圖6圖解說明根據本發明的具體實例性實施例的電感器電流測量電路的示意圖；及

圖7圖解說明根據本發明的其它具體實例性實施例的電感器電流測量電路的示意圖。

雖然本發明易于作出各種修改及替代形式，但在圖式中展示并在本文中詳細描述其具體實例性實施例。然而，應理解，本文中對具體實例性實施例的說明并非打算將本發明限制于本文中所揭示的特定形式。

具體實施方式

根據本發明的各種實施例，取樣與保持電路在脈沖寬度調制(PWM)周期的低側部分的基本上中間(在低側開關接通期間的50％點)處獲取流動穿過降壓切換模式電力供應器(SMPS)的電感器的電流的樣本。在所述低側接通期間50％點處穿過所述SMPS電感器的所述電流的此樣本可視為所述SMPS的“平均”或“DC輸出”電流。且優選地，應每當對所述SMPS電感器電流進行取樣時恰好在相同的低側接通50％點處獲取。

SMPS可使用仿真電流模式控制架構。替代從穿過感測元件的電流產生的電流斜波，將平均輸出電流與斜率補償斜波一起求和。接著，將經求和電流波形的輸出與誤差放大器輸出進行比較。因此，在每個PWM周期的低側接通的50％點處獲取的平均負載電流可用于控制SMPS。在高電平處，確定或測量平均負載電流的問題歸結為時序。何時應對所感測的電流進行取樣以提供平均負載電流？此取樣必須每個循環(PWM周期)在基本上相同時間處發生且在低側開關(例如，金屬氧化物半導體場效晶體管(MOSFET))接通時間的中點處發生。任何逐循環或中點時序移位將引起所測量的平均輸出電流中的誤差。

需要平均系統負載電流不僅用于PWM產生控制系統，而且還作為可由模/數轉換器(ADC)測量以用于轉換為表示模擬電流樣本的數字值的值。然而，ADC轉換可花費比PWM周期長的時間，因此每第n次出現50％點時轉換電感器電流的樣本可為必需的。還預期且在本發明的范圍內，不僅在第n次獲取PWM周期的低側接通50％點的多個樣本且將這些樣本求平均以用于稍后由ADC進行的轉換。與目前技術電感器電流取樣方法相比，用于在低側接通期間50％點處對電感器電流進行取樣的此技術(方法)在集成解決方案中提供平均電感器電流的高度準確及可重復樣本。

期望此ADC測量盡可能地準確，且因此在功率切換晶體管(例如，功率MOSFET)、驅動器二者均不切換時發生。開始ADC轉換的良好時間將為給出取樣信號時，這是因為此在低驅動時間的中點處發生。

為了提供所要求的高取樣時序準確度，可利用對與高速模擬電壓比較器組合的時序電容器的恒定電流充電及放電。PWM周期的50％點由以PWM周期的頻率(周期＝1/頻率)的兩倍運行的時鐘容易地提供，例如，PWM周期時間是通過將產生50％點的時鐘除以二而導出。

現在參考圖式，示意性地圖解說明實例性實施例的細節。在圖式中，將由相似編號表示相似元件，且將由帶有不同小寫字母后綴的相似編號表示類似元件。

參考圖1，描繪根據本發明的具體實例性實施例的降壓切換模式電力供應器(SMPS)的示意圖。通常由數字100表示的降壓SMPS可包括脈沖寬度調制(PWM)產生器102、高側開關(例如，功率MOSFET)104、低側開關(例如，功率MOSFET 106)、功率電感器108及輸出濾波器電容器110。輸出電壓可跨越輸出濾波器電容器110經感測(+V_SEN，-V_SEN)。輸出電流可通過測量穿過電感器108的電流(例如，使用跨越電阻器112的電壓降)(+I_SEN，-I_SEN)或電感器108電阻本身，或者通過測量穿過低側開關106的電流(例如，使用跨越電阻器114的電壓降)(I_SN，I_SP)而確定。根據本發明的具體實例性實施例，對確切何時進行電流測量的確定由電流取樣時序與觸發器邏輯200確定。預期且在本發明的范圍內，PWM產生器102及電流取樣時序與觸發器邏輯200可為微控制器的一部分或與微控制器協作地起作用。關于PWM產生的更多細節及信息(例如，應用注解AN1050、AN564等等)可在受讓人的網站www.microchip.com處獲得，且出于所有目的以引用方式并入本文中。

參考圖2，描繪根據本發明的具體實例性實施例的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意圖。通常由數字200表示的電流取樣時序與觸發器邏輯可包括恒定電流源220、充電開關(FET)222、恒定電流槽226、放電開關(FET)228、時序電容器238、放電開關(FET)240、模擬輸入電壓比較器242、預定標器(n分頻器)254、NAND門246及248、AND門230以及反相器224、232、234、244、250及252。預期且在本發明的范圍內，可存在可執行與圖2中所展示的電路相同的功能且可由電子電路設計領域及本發明的權益的技術者設計的其它及不同電路配置。

當充電開關222接通時，恒定電流源220將開始以恒定電流I將時序電容器238充電，其中時序電容器238上的電荷將隨時間線性地增加以產生充電電壓。當放電開關228接通時，恒定電流槽226將開始將時序電容器238上的電荷放電。當充電開關222及放電開關228二者均分別接通時，對時序電容器226的充電/放電將為恒定電流源220與恒定電流槽226之間的電流差。由于恒定電流槽226具有恒定電流值2I且恒定電流源220具有恒定電流值I，因此當開關222及228二者均接通時，將以恒定電流I將時序電容器238放電。當僅開關222接通時，恒定電流源220將以恒定電流I將時序電容器238充電。當僅開關228接通時，恒定電流槽226將以恒定電流2I將時序電容器238放電。

來自電流感測路徑的取樣信號將以等于PWM信號的切換頻率的速率出現。當取樣信號由圖2中所展示的邏輯產生時，其還可控制開關240以將還耦合到電壓比較器242的非反相輸入的時序電容器238(電壓均衡)預充電到參考電壓。根據一項實施例，此參考電壓可為(舉例來說但并不限于)0.7伏特(V)。然而，可使用其它參考電壓(諸如例如，0.0伏特)。

PWM周期可比模/數轉換器(ADC)(未展示)將模擬電流樣本轉換為其數字表示所花費的時間快。因此，可在取樣信號與用以起始ADC轉換的ADC轉換觸發器信號之間需要預定標器254(除以n電路)。然而，仍可在每個低側50％點處獲取模擬電流值的樣本且將其一起求平均以用于由ADC進行的轉換。使用包括NAND門230及234以及反相器232及236的觸發器電路，50％PWM周期信號將接通開關228，開關228將保持接通直到斷言取樣信號為止。

參考圖3，描繪根據本發明的具體實例性實施例的在20％PWM工作循環下的圖2中所展示的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意性時序圖。當PWM工作循環小于50％時，根據以下說明產生取樣信號且在圖3中進行描繪。僅當高驅動(HI_ON)經斷言(接通)(高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)借此將恒定電流源220耦合到時序電容器238時，從恒定電流源220以等于I的恒定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電到0.7V，其中恒定充電電流I將進一步增加其上的電壓電荷。充電開關222保持接通且恒定電流源220保持耦合到時序電容器238直到高驅動(HI_ON)經解除斷言(關斷)(高側開關104關斷)為止。

如果高側開關104在PWM切換周期已達到50％之前關斷，那么充電開關222關斷且電容器238上的電荷經保持。在電流源220及/或電流槽226不耦合到時序電容器238的情況下，其將維持其上的電荷(電壓)。當PWM切換周期達到50％時，開關228接通且電流槽226耦合到時序電容器238，借此以恒定電流速率2I將其上的電壓電荷放電。因此，電容器238以為其經充電時兩倍快的速率放電。當電容器238上的電壓電荷為0.7V時，達到對負載電流進行取樣的時間點。此取樣點與低側開關106導電時間的中點一致。

在PWM周期50％點處開始時序電容器238上的電壓繼續降低，只要恒定電流槽226耦合到時序電容器238且直到時序電容器238上的電壓達到0.7V為止，其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND門246的輸出將變高。此將致使NAND門248的輸出變低，這是因為高驅動(HI_ON)經解除斷言(關斷)。當NAND門248的輸出變低時，反相器252的輸出變高且產生取樣信號，從而致使FET開關240接通，借此將時序電容器238上的電壓復位回到0.7V(如果在不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時的中點處變高。因此，在電感器電流的中點或平均值處獲取穿過電感器108的電流的樣本。

參考圖4，描繪根據本發明的具體實例性實施例的在80％PWM工作循環下的圖2中所展示的電流取樣時序與觸發器邏輯的示意性時序圖。當PWM工作循環大于50％時，根據以下說明產生取樣信號且在圖4中進行描繪。僅當高驅動(HI_ON)經斷言(接通)(高側開關104接通)從而致使充電開關222導電(接通)借此將恒定電流源220耦合到時序電容器238時，從恒定電流源220以等于I的恒定電流將電容器238充電。已將時序電容器238充電到0.7V，其中恒定充電電流I將進一步增加其上的電壓電荷。充電開關222保持接通且恒定電流源保持耦合到時序電容器238直到高驅動(HI_ON)經解除斷言(關斷)為止。在PWM周期50％點處，開關228經接通且電流槽226還耦合到時序電容器238，借此以恒定電流速率I將其上的電壓電荷放電，這是因為電流源220保持耦合到時序電容器238。

一旦關斷高側開關104，將通過高側驅動(HI_ON)變低而關斷開關222。接著，時序電容器238上的電壓將以為其經充電時兩倍的速率降低直到時序電容器238上的電壓達到0.7V為止。其中電壓比較器242輸出將變高，反相器244輸出將變低且NAND門246的輸出將變高。此將致使NAND門248的輸出變低，這是因為高驅動(HI_ON)經解除斷言(關斷)。當NAND門248的輸出變低時，反相器252的輸出變高且產生取樣信號，借此將時序電容器238上的電壓復位回到0.7V(如果在不同電壓處)。取樣信號在低側開關106接通時的中點處變高。因此，在電感器電流的中點或平均值處獲取穿過電感器108的電流的樣本。

參考圖5，描繪根據本發明的具體實例性實施例的從恒定電流源及槽將電容器充電及放電的示意性時間-電壓曲線圖。可通過參考圖5而更好地理解圖2中所展示的模擬時序電路的功能，其中描繪電容器538從恒定電流源520經充電且由恒定電流槽526放電的時間-電壓曲線圖。當通過恒定電流源520將電容器538充電時，跨越電容器518的電壓Vcap根據以下方程式隨時間線性地增加：I＝C*dV/dt，其中C為電容器538的電容值，I為來自恒定電流源520的電流，且V為在時間t處電容器538上的電壓。當已知電流I、時間t及電壓V中的任兩個值時，可根據所述兩個已知值來計算其它未知值。舉例來說，如果已知電容器538的電容及來自恒定電流源520的充電電流，那么可使用以上方程式(1)來確定電壓V₁處的時間t₁及電壓V₂處的時間t₂。類似地，可通過將恒定電流槽526耦合到電容器538而將電容器538上的電壓放電。當恒定電流槽526具有2I或為恒定電流源520的恒定電流值的兩倍的恒定電流時，時序電容器538將以為其在恒定電流I下經充電時兩倍快的速率(2I)放電。如果恒定電流槽526為恒定電流源520的電流值的基本上兩倍，那么當僅恒定電流槽526耦合到時，時序電容器538將總是以為其經充電時兩倍的速率放電。在可在www.microchip.com處獲得的微芯片應用注解AN1250及AN1375以及兩者均為詹姆斯E.巴特林(James E.Bartling)的共同擁有的第US7,460,441 B2號美國專利(標題為“測量長時間周期(Measuring a long time period)”)及第US 7,764,213 B2號美國專利(標題為“當前時間數/模轉換器(Current-time digital-to-analog converter)”)中更全面地描述對時序電容器的恒定電流充電及放電的應用的更一般使用說明；其中所有應用注解及美國專利均特此出于所有目的以引用方式并入本文中。

參考圖6，描繪根據本發明的具體實例性實施例的電感器電流測量電路的示意圖。圖6(a)中展示電流測量電路，其中電阻器114在低側電流穿過其時形成電壓。在圖6(b)中，使用開關(FET)106的內部電阻替代電阻器114。在圖6(c)中，感測或前導FET 107可用作電流感測元件。可使用穿過小前導FET 107的電流替代跨越電阻器114形成的電壓。可將前導FET 107構建到主功率FET 106中或將其與主功率FET 106共同封裝，且前導FET 107通常具有比主功率FET 106大得多的導通電阻。舉例來說，此設計可能夠在前導FET 107對功率FET 106具有10,000:1的導通電阻比率的情況下感測電流。在低側開關106導電期間，所有這些電流測量電路提供穿過電感器108的電流的模擬參數指示。

參考圖6(d)，輸入端子上的電感器電流信號I_SN及I_SP可施加到差分輸入放大器660且接著施加到取樣與保持電路662，所述取樣與保持電路可每個取樣信號斷言獲取電壓樣本且可具有經引入的電壓偏移(例如，0.5V)。使用電壓偏移使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動到電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件的控制。放大器664可進一步調節及/或放大I_SENSE信號以用于由ADC(未展示)進行的轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將I_SENSE信號轉換為其數字表示。可在每個低側50％點處獲取模擬電流值的樣本且在由ADC轉換為數字值之前將所述樣本一起求平均。

參考圖7，描繪根據本發明的其它具體實例性實施例的電感器電流測量電路的示意圖。電感器電流感測元件可為與到負載的輸出串聯的電阻器112(圖1)或者電感器708的串聯電阻712。如果使用電感器708的串聯電阻712，那么可將RC濾波器放置于電感器708周圍，如圖7(a)中所展示。可通過使用以下公式而確定電阻器770(R_S)及電容器772(C_S)的值：

L/R_L＝R_S×C_S，其中

L為輸出電感器708的電感值，

R_L為輸出電感器708的串聯電阻712，

R_S為電流感測濾波器電阻器770，及

C_S為電流感測濾波器電容器772。

當將電流感測濾波器時間常數設定為等于電感器時間常數時，跨越電容器772(C_S)出現的電壓近似于在電感器708中流動的電流乘以電感器708的串聯電阻712。

參考圖7(b)，輸入端子上的電感器電流信號I_SN及I_SP可施加到差分輸入放大器760且接著施加到取樣與保持電路762，所述取樣與保持電路可每個取樣信號斷言獲取電壓樣本且可具有經引入的電壓偏移(例如，0.5V)。使用電壓偏移使得誤差放大器可在輕負載條件下控制窄工作循環。通常，甚至軌對軌輸出放大器無法一直驅動到電壓軌。此電壓偏移允許誤差放大器維持對所有工作循環條件的控制。所取樣的電流及所測量的輸出電流兩者均可用于控制。放大器764可進一步調節及/或放大I_SENSE信號以用于由ADC(未展示)進行的轉換。每第n次出現取樣信號時，ADC可將I_SENSE信號轉換為其數字表示。可在每個低側50％點處獲取模擬電流值的樣本且在由ADC轉換為數字值之前將所述樣本一起求平均。

本文中所描述的整個電路可優選地實施于具有ADC、PWM產生器及充電時間測量單元(CTMU)的微控制器內。可配置邏輯可存在于所述微控制器中以允許根據上文所論述的實施例中的一者的配置。然而，CTMU的具體實施方案可已提供所要求的電路。固件可控制相應電路以特定來說針對SMPS應用以極少軟件額外開銷自動地測量電流。