用于檢測次級側發光機構電流的電位隔離有源電路的制作方法

已知的是，在這種電路中發生從電路的初級側至電路的次級側的能量傳輸。尤其是，從電路的初級側到次級側的傳輸借助變換器尤其借助變壓器越過勢壘進行，所述變換器借助電磁耦合在次級側引發電壓或電流。因此可以越過勢壘向次級側供電。

為了確定流過發光機構或發光機構段的可被用于控制發光機構亮度的發光機構電流，已知的是，在次級側進行發光機構電流的確定。這例如在WO2014/060899中被示出。還已知的是，也如圖1示例性示出的，控制電路SE例如通過驅動單元直接或間接操控具有定時開關的開關單元S。

開關單元S例如可以具有單個定時開關或多個定時開關。因此，開關單元S尤其可以包括具有高電位(“高端”)開關和與之相比的低電位(“低端”)開關的逆變器。

于是，從開關單元S為變換器繞組L2_1(電感，線圈)供電。該變換器繞組L2_1此時可以是LLC電路的一部分并且例如從逆變器中點被供電。也就是說，尤其向這樣的變換器(例如諧振變換器、LLC變換器)供電，即，電路的次級側從該變換器通過變換器初級側繞組L2_1和變換器次級側繞組L2_2、L2_3(在此作為分離的繞組L2_2、L2_3被示出，它們是磁耦合的)的電磁耦合越過勢壘B被供電。

通過構成整流器的二極管D1和D2，LED接線端LED+和LED-被供給通過整流電容器C2被整流的直流電壓以操作該發光機構。

輔助繞組Lh與檢測電路E設置在電路的次級側，其中，該輔助繞組Lh與初級側繞組L2_1電磁耦合。于是，檢測電路E借助該輔助繞組Lh檢測在電路的次級側引起的電流或表示該電流的參數。表示該電流的相應參數此時通過檢測電路E來確定并且通過例如可以是光耦合器或另一變壓器的橋接元件X越過勢壘B被回送至控制單元SE。該控制單元SE于是可以將該參數作為流過發光機構的電流的實際值進行分 析，并將其用于控制該發光機構。在此，控制單元SE尤其可以將電流的實際值與理論值進行比較并且相應地控制開關單元S。

然而，圖1所示的電路有以下缺點，一方面，檢測電路E必須設置在電路的次級側，而且另外地需要橋接元件X以橋接勢壘B，這導致相對高的電路成本和復雜化的電路布局。

因此，本發明的目的是提供一種電路，該電路使得能夠實現表示流過發光機構的電流的參數的初級側檢測。本發明的任務尤其是提供一種可能性，即在電路的初級側檢測表示流過發光機構的電流的參數并在此避免檢測誤差。

下文中描述了該任務的解決方案并且通過根據權利要求1的裝置以及根據權利要求13的方法得以實現。本發明的改進方案是從屬權利要求的主題。

在本發明的第一方面，提供了一種電路，尤其是用于操作發光機構(優選至少一個LED)的驅動電路，所述電路具有在初級側由控制單元借助至少一個可控開關單元定時的電位隔離的變換器，該變換器向能從其為所述發光機構供電的整流器供電。用于間接檢測變換器次級側電流的檢測電路具有包括至少一個初級側繞組的變壓器。

檢測電路可以具有檢測整流器，優選是有源檢測整流器。

從檢測電路的輸出端可以將表示流過發光機構的電流的參數回送至控制單元。尤其是，該輸出端可以直接或間接與該控制單元的測量輸入端相連。

開關單元可以是半橋逆變器或全橋逆變器。

所述至少一個初級側繞組尤其可以是諧振變換器、LLC電路、反向變換器(反激變換器)、推挽直流變換器、升(升壓)變換器或降(降壓)變換器的一部分。控制單元可以根據至少一個開關的操控來控制檢測電路的有源檢測整流器的整流器開關。

開關單元可以具有至少一個晶體管，尤其是FET或MOSFET。電路的其它開關也可以以晶體管(FET、MOSFET...)的形式構成。

控制單元可以與第一逆變器開關同步地啟用/停用有源檢測整流器的第一對角。控制單元可以與第二逆變器開關同步地啟用/停用有源檢測整流器的第二對角。分別只能有第一對角或者第二對角是有效的。

變壓器的次級繞組可以是有源檢測整流器的每個對角的一部分。

所述第一對角和第二對角可以分別具有至少一個、優選兩個整流器開關。每個整 流器開關優選可以與變壓器的次級繞組的接線端相連。

一個對角可以分別具有一個整流器開關和一個二極管。

控制單元可以只在規定時間之后啟用有源檢測整流器的一個對角，即在有源檢測整流器的另一對角停用后的死區時間之后。

在另一方面，本發明提供了一種用于檢測表示流過發光機構(優選至少一個LED)的電流的參數的方法，其中，在初級側由控制單元借助至少一個開關單元可控定時的電位隔離的變換器向從其為發光機構供電的整流器供電。檢測電路可以間接在變換器的次級側檢測電流，該變換器在具有在變換器次級側的至少一個初級繞組的變壓器處。

還將參照附圖來描述本發明，其中：

圖1示意性示出了根據現有技術的已知實施方式；

圖2示意性示出了根據本發明的第一實施方式；

圖3示例性示出了根據本發明的第一實施方式的具體電路布局；

圖4示出了所測參數的示例性曲線；

圖5示意性示出了根據本發明的第二實施方式；

圖6示例性示出了根據本發明的第二實施方式的具體電路布局；

圖7示出了在規定的控制裝置中的電路部分的狀態。

現在，圖2示出了本發明的電路的第一實施方式，在此，相同的附圖標記表示與圖1中基本相同的電路部分。如圖2所示，二極管與至少一個次級側變換器繞組L2_2、L2_3(也可以如圖所示設有兩個變換器繞組，它們優選彼此磁耦合)串聯，該二極管又與變壓器的初級繞組L3_1串聯。該變壓器的初級繞組L3_1此時布置在發光機構接線端LED+的供電路徑中。

變壓器的初級繞組L3_1與變壓器的次級繞組L3_3電磁耦合。

在圖2中，虛線框中示例性示出了與二極管D2串聯的變壓器的初級側的另一初級繞組L3_2，該初級繞組L3_2可以是可選地設置的。

變壓器的次級繞組L3_3此時與檢測電路Εˋ相連，該檢測電路具有無源檢測整流器PG。該無源檢測整流器PG將尤其是交替地通過變壓器的初級繞組L3_1、L3_2傳輸的電壓整流成直流電壓。

因此，在無源檢測整流器PG的輸出端，表示流過發光機構的電流的參數的檢測 可以例如通過電流檢測電阻實現。該參數又被回送至控制單元SEˋ，該控制單元優選將該參數作為流過發光機構(未示出)的電流的實際值來進行分析并執行相應的控制。為了連接優選具有至少一個LED的發光機構，如圖1所示，設有接線端(端子)LED-和LED+。

圖3中示出了圖2的實施方式的示例性安排。在這里，相同的附圖標記也表示與圖1和圖2中相同的電路部分。

尤其在圖3中設有控制單元SEˋ，該控制單元操控具有第一逆變器開關Q1和第二逆變器開關Q2的逆變器。第一逆變器開關Q1在此是“高端開關”即負載“上方”開關或高電位開關并且通過驅動器T來控制，而第二逆變器開關Q2是“低端開關”(負載“下方”開關或低電位開關)。

從所示出的逆變器半橋的第一和第二逆變器開關Q1、Q2之間的中點，向具有電容C1、電感L1和初級變換器繞組L2_1的諧振變換器(在此是LLC變換器)供電。

電路的次級側基本上與圖2中的一樣。在這里也可以可選地設置變壓器的初級繞組L3_1、L3_2中的一個。

另外，作為檢測電路Εˋ的一部分的無源檢測整流器PGˋ以二極管全橋形式形成在電路初級側，該控制單元SEˋ在其輸出端通過測量電阻R檢測表示流過發光機構的電流的參數。

利用根據圖2和圖3的布置，現在可以在電路的初級側檢測表示流過發光機構的電流的參數。因為尤其是被提供給發光機構的兩個半波都是通過變壓器來傳輸，所以也可以檢測針對兩個半波的相應電流值。

但此時成問題的是，通常在電路的次級側作為整流器所采用的二極管D1、D2在高溫時具有“逆電流”，即通過二極管D1、D2無法實現直接斷路，而是電流沿二極管D1、D2的阻斷方向流過整流器的二極管D1、D2。

由于通過變壓器去耦和借助無源檢測整流器PGˋ整流而產生誤差可能性，其尤其在高溫時強烈干擾由控制單元SEˋ檢測的信號。

這可從在圖4a和圖4b中示例性示出的曲線中清楚看到，其中，圖4a示出了高溫時的曲線變化。在該視圖中，從左向右首先下降的黑色曲線示出了流過二極管D1的電流變化，而從左向右下降的灰色曲線示出了在測量電阻R處測得的信號。

但是，無源檢測整流器PGˋ不能正確輸出二極管的負的“逆電流”，這導致在測 量電阻R處所測得的被測信號的偏移。

圖4b示出了針對較低溫度的相應曲線。從圖4b清楚看出，溫度越低，沿阻斷方向流動的“逆電流”對二極管D1的影響也越小。因此，測量誤差在低溫情況下減小。所測的且錯誤地被檢測為正的“逆電流”在低溫情況下小了許多。相應的區域在圖4b中被標示出。

應當理解的是，也可以針對二極管D2得到相應的信號變化，因而，針對通過至少一個初級變壓器繞組L3_1、L3_2在次級變壓器繞組L3_3中引起的每個半波都出現相應的誤差附加。

還應當理解的是，除了如圖1和圖2所示的LLC變換器外，也可以采用其它的變換器例如反激變換器、降壓變換器或升壓變換器，尤其是以其它方式進行定時的電位隔離變換器的其它拓撲形式。也就是說，本發明總體上涉及LED電流的檢測，其中，該電流根據借助二極管D1、D2進行整流的AC電壓來確定。即，LED電流的檢測間接通過變壓器實現，該變壓器具有兩個初級繞組L3_1和L3_2，它們分別與二極管D1、D2中的一個串聯。

現在，圖5所示的電路使得能夠在電路的初級側檢測LED電流，同時避免由“逆電流”引起的檢測誤差。

與圖2或圖3相比，在檢測電路Εˋˋ中，無源檢測整流器PG、PGˋ被有源檢測整流器AG取代，其中該變壓器的次級繞組L3_3與至少兩個整流器開關、但尤其與四個整流器開關連接。

此時，如此控制整流器開關，即，分別使整流器的一個對角有效，也就是說導通連接，從而最終交替實現次級繞組的分接。此時，控制單元SEˋˋ優選控制整流器開關，其也控制開關單元S。

在圖5中，相同的附圖標記也表示基本與前面的圖中基本相同的元件。

圖6示出了根據圖5的實施方式的示例性安排。其源于根據第一實施方式的如圖3所示的示例性電路布局。在圖3中，基本上已被示出的電路組成部分被相應地相似標示。

在圖6中尤其示出了有源檢測整流器AGˋ，其中，變壓器的次級繞組L3_3與第一整流器開關Q3以及第二整流器開關Q6相連并構成第一對角，同時變壓器的次級繞組L3_3也與第三整流器開關Q4以及第四整流器開關Q5相連，進而構成第二對 角。

如圖6所示，尤其是第一對角的第一整流器開關Q3和第二整流器開關Q6與低端逆變器開關Q2同步地切換，而第三整流器開關Q4和第四整流器開關Q5可與高端逆變器開關Q1同步地被操控。在此，整流器開關的其它操控方式也是可行的。但重要的是，控制單元SEˋˋ得知瞬間存在于電路的次級側上的極性并且相應地控制這兩個對角的整流器開關Q3、Q4、Q5、Q6。

也就是說，與圖2和圖3示出的無源整流器PG、PGˋ相比，通過次級繞組L3_3的分接的轉換，引起誤差的“逆電流”作為負電流被測量，從而由控制單元SEˋˋ可以通過開關單元S的相應操控在電路的初級側實現發光機構電流的檢測。于是，所述“逆電流”可以通過這種相應的操控進行補償。

表示流過發光機構的電流的參數的檢測于是可以借助積分電路I(尤其是RC積分電路)來實現。例如可以在由電阻R1、R2形成的分壓器的中點處通過控制單元SEˋˋ檢測回送信號。該分壓器R1、R2此時與電容器C3并聯。來自有源檢測整流器AGˋ的經整流的輸出信號在電容器C3的電位較高的接線端被提供給該并聯電路。

此時應理解的是，不但在第一對角中而且在第二對角中可以分別用二極管替代整流器開關。

圖7a和圖7b現在示出了針對有源整流器的各個不同狀態的測量電路圖：

如果有源檢測整流器AG、AGˋ被控制電路SEˋˋ如此操作，即分別只有一個對角是有效的，則正電流和負電流直接被提供給RC積分電路I，該RC積分電路由電容器C3以及與之并聯的具有電阻R1和R2的分壓器構成。在此，與逆變器開關Q1和Q2的操控同步的次級繞組L3_3的極性是不同的。

如果檢測整流器AG、AGˋ以接近變換器(在此是LLC)的諧振頻率進行操作，則在逆變器的死區時間(即在沒有逆變器開關Q1和Q2是有效的)內還是有電流流過。該電流隨后流過整流器開關Q3-Q6的體二極管，進而也流入RC積分電路I。但這只在負載很大時才出現，并且由此引起的誤差相比于在使用無源整流器PG、PGˋ時所出現的誤差是微小的(marginal)。

也就是說，更概括地講，本發明涉及在變壓器的初級繞組L3_1、L3_2處的測量信號檢測，所述變壓器的初級繞組與二級管D1、D2串聯，其中，變壓器的次級繞組L3_3作為有源橋電路(尤其是全橋電路)的對角被接通。此時優選通過直接使用給 次級側供電的變換器的至少一個定時開關S的控制信號來實現對整流器開關Q3-Q6的操控。因此，在控制單元SEˋ、SEˋˋ處也不需要其它檢測輸入端，并且可以無需單獨的驅動電路來實現對整流器開關Q3-Q 6的操控。即，初級繞組L3_1、L3_2被直接接入發光機構段的供電路徑。

在兩個對角的有效接通之間規定死區時間，在該死區時間內，兩個對角都不是有效的，就是說未被接通。如圖7b所示，在此期間內，整流器開關的所謂體二極管接管整流器功能，因而在此期間內電路中不存在有源檢測整流器，而是有無源檢測整流器。

應當理解，所描述的開關可以以晶體管(例如FET、MOSFET...)的形式構成。所述控制單元SE、SEˋˋ可以例如以微控制器、IC或ASIC的形式構成。