交流-直流轉換器及其功因校正電路的制作方法

本發明是有關于一種轉換器的技術，特別是有關于一種交流-直流轉換器及其功因校正電路。

背景技術：

交流-直流轉換器已普遍應用于各種電子產品，且技術不斷精進。為了提高交流-直流轉換器的工作效率，一般都在交流-直流轉換器中加裝功因校正電路(Power Factor Correction；PFC)來進行功率因子的改善。

然而，傳統的交流-直流轉換器皆未抑制其電感電流的大小，因此會有電感電流的峰值過大的問題。

技術實現要素：

本發明提出一種功因校正電路，其可幫助交流-直流轉換器抑制其電感電流的峰值。

本發明另提出一種包含上述功因校正電路的交流-直流轉換器。

本發明所提供的一種功因校正電路，適用于交流-直流轉換器，功因校正電路包括：頻率產生器、壓控震蕩器、頻率訊號選擇器、重置訊號產生電路、閂鎖器及比較器。頻率產生器用以產生第一頻率。壓控震蕩器用以產生第二頻率與三角波訊號。頻率訊號選擇器用以接收第一頻率與第二頻率，并輸出第一頻率與第二頻率中頻率較高者。重置訊號產生電路用以依據交流-直流轉換器的輸出電壓的反饋電壓、交流-直流轉換器的電感電流的第一取樣訊號與三角波訊號來產生重置訊號。閂鎖器具有設置端、重置端與輸出端，設置端用以接收頻率訊號選擇器所輸出的頻率訊號，重置端用以接收重置訊號，而輸出端用以輸出脈寬調變訊號至交流-直流轉換器的開關的一控制端。比較器用以比較第一取樣訊號 與電流上限訊號，電流上限訊號的電壓大小對應至電感電流臨界值，且每當第一取樣訊號的大小達到電流上限訊號所對應的電感電流臨界值時，比較器便控制壓控震蕩器將第二頻率的頻率與三角波訊號的頻率提高至大于第一頻率的頻率，并控制壓控震蕩器依第一取樣訊號達到電感電流臨界值的次數來遞增第二頻率與三角波訊號的頻率。

本發明還提供一種交流-直流轉換器，其包括：橋式整流器、電感、二極管、開關及如前所述的功因校正電路。橋式整流器具有第一交流輸入端、第二交流輸入端、正輸出端與負輸出端，第一交流輸入端與第二交流輸入端用以耦接至交流電源。電感的一端耦接正輸出端。二極管的陽極耦接電感的另一端，而其陰極用以作為交流-直流轉換器的第一電壓輸出端。開關具有第一端、第二端與控制端，第一端耦接電感的另一端，第二端耦接負輸出端，其中負輸出端用以作為交流-直流轉換器的第二電壓輸出端。

上述實施例中的重置訊號產生電路包括：電壓誤差放大器、乘法器、電流誤差放大器及脈寬調變比較器。電壓誤差放大器用以比較反饋電壓與參考電壓，并據以產生第一誤差訊號。乘法器用以依據第一誤差訊號與交流-直流轉換器的輸入電壓于全波整流后所取得的第二取樣訊號而產生基準電流訊號。電流誤差放大器用以比較基準電流訊號與第一取樣訊號，并據以產生第二誤差訊號。脈寬調變比較器用以比較第二誤差訊號與三角波訊號，并據以產生重置訊號。

在本發明中，每當第一取樣訊號的大小達到電流上限訊號所對應的電感電流臨界值時，功因校正電路的比較器便控制壓控震蕩器將第二頻率的頻率與三角波訊號的頻率提高至大于第一頻率的頻率，并控制壓控震蕩器依第一取樣訊號達到電感電流臨界值的次數來遞增第二頻率與三角波訊號的頻率。因此，每當第一取樣訊號的大小達到電流上限訊號所對應的電感電流臨界值時，壓控震蕩器的頻率便升高以適時地調整開關的切換頻率，進而使電 感電流的振幅減小而改變電感電流的峰值，以致于電感電流的峰值低于電流上限值。

為讓本發明的上述和其它目的、特征和優點能更明顯易懂，下文特舉較佳實施例并配合所附圖式做詳細說明如下。

附圖說明

圖1為本發明一實施例的交流-直流轉換器的示意圖；

圖2為本發明一實施例的電感電流的變化的示意圖；

圖3繪示有電流取樣電路的另一種實施態樣；

圖4繪示有電流取樣電路的再一種實施態樣；

圖5繪示有電流取樣電路的又再一種實施態樣。

具體實施方式

圖1為本發明一實施例的交流-直流轉換器的示意圖。請參照圖1，交流-直流轉換器100包括有橋式整流器10、電感20、二極管30、開關40、功因校正電路50、電容60、電壓取樣電路80、電流取樣電路90與整流波形取樣電路903。

橋式整流器10具有第一交流輸入端、第二交流輸入端、正輸出端11與負輸出端12，第一交流輸入端與第二交流輸入端用以耦接至交流電源AC。電感20的一端透過電流取樣電路90耦接正輸出端11。二極管30的陽極耦接電感20的另一端，而其陰極用以作為交流-直流轉換器100的第一電壓輸出端。開關40具有第一端41、第二端42與控制端43，第一端41耦接電感20的另一端，第二端42耦接負輸出端12，其中負輸出端12用以作為交流-直流轉換器100的第二電壓輸出端。在此例中，第二電壓輸出端乃是耦接接地電位GND。開關40例如可采用一NMOS晶體管來實現，其中NMOS晶體管的閘極用以作為前述的控制端43。然本發明不以此為限，在符合電路動作原理下，開關40亦可以其它型態實現，如以PMOS晶體管來實現。另外，電容60耦接于交 流-直流轉換器100的第一電壓輸出端與第二電壓輸出端之間。

電壓取樣電路80耦接于交流-直流轉換器100的第一電壓輸出端與接地電位之間，以便取得反饋電壓V_FB。此電壓取樣電路80乃是以電阻R1與R2來實現。電流取樣電路90則是以電流感應線圈901及二極管902來實現，此電流取樣電路90用以對電感20的電感電流進行取樣而取得第一取樣訊號S2。至于整流波形取樣電路903，其用以對橋式整流器10的輸出訊號(即橋式整流器10對來自交流電源AC的輸入電壓進行全波整流后所產生的訊號)進行取樣而取得第二取樣訊號S3。此整流波形取樣電路903乃是以電阻R3與R4來實現。

功因校正電路50包括有頻率產生器51、壓控震蕩器52、頻率訊號選擇器53、重置訊號產生電路54、閂鎖器55及比較器56。頻率產生器51用以產生第一頻率CLK1。壓控震蕩器52用以產生第二頻率CLK2與三角波訊號S₅₂₂。頻率訊號選擇器53用以接收第一頻率CLK1與第二頻率CLK2，并輸出第一頻率CLK1與第二頻率CLK2中頻率較高者。重置訊號產生電路54用以依據交流-直流轉換器100的輸出電壓V_OUT的反饋電壓V_FB、電感20的電感電流的第一取樣訊號S2與三角波訊號S₅₂₂來產生重置訊號S₅₄。閂鎖器55具有設置端551、重置端552與輸出端553，設置端551用以接收頻率訊號選擇器53所輸出的頻率訊號，重置端552用以接收重置訊號S₅₄，而輸出端553用以輸出脈寬調變訊號S₅₇至開關40的控制端43，進而控制開關40的啟閉狀態。比較器56用以比較第一取樣訊號S2與電流上限訊號S1，且每當第一取樣訊號S2的大小達到電流上限訊號S1所對應的電感電流臨界值時，比較器56便控制壓控震蕩器52將第二頻率CLK2的頻率與三角波訊號S₅₂₂的頻率提高至大于第一頻率CLK1的頻率，并控制壓控震蕩器52依第一取樣訊號S2達到電感電流臨界值的次數來遞增第二頻率CLK2與三角波訊號S₅₂₂的頻率。

在本實施例中，重置訊號產生電路54包括有電壓誤差放大器 542、乘法器544、電流誤差放大器546、脈寬調變比較器548與電容549。電壓誤差放大器542用以比較反饋電壓V_FB與參考電壓V_REF，并據以產生第一誤差訊號S₅₄₃。乘法器544用以依據第一誤差訊號S₅₄₃與第二取樣訊號S3而產生基準電流訊號S₅₄₅。電流誤差放大器546用以比較基準電流訊號S₅₄₅與第一取樣訊號S2，并據以產生第二誤差訊號S₅₄₇。脈寬調變比較器548用以比較第二誤差訊號S₅₄₇與三角波訊號S₅₂₂，并據以產生重置訊號S₅₄。

在其它實施例中，壓控震蕩器52所產生的三角波訊號S₅₂₂可以是鋸齒波訊號。此外，前述的閂鎖器55可采用SR閂鎖器來實現。然本發明不以此為限，在符合電路動作原理下，閂鎖器55亦可采用其它型態的閂鎖器或替代電路來實現。

圖2為本發明一實施例的電感電流的變化的示意圖。請合并參照圖1及圖2。如時間區段T1所示，在電感20的電感電流隨著電壓的變化而逐漸上升時，由于在這段期間中比較器56會判斷出第一取樣訊號S2所對應的電感電流值70的峰值尚未達到電流上限訊號S1所對應的電感電流臨界值60，使得比較器56不會去控制壓控震蕩器52將第二頻率CLK2的頻率與三角波訊號S₅₂₂的頻率提高至大于第一頻率CLK1的頻率，因此閂鎖器55會依據頻率訊號選擇器53所輸出的第一頻率CLK1與重置訊號S₅₄來產生頻率較低的脈寬調變訊號S₅₇，以利用脈寬調變訊號S₅₇來控制開關40的啟閉狀態。

而如時間區段T2所示，隨著電感電流的平均值(如標號71所示)逐漸逼近電感電流臨界值60，由于在這段期間中比較器56會判斷出第一取樣訊號S2所對應的電感電流值70的峰值已達到電流上限訊號S1所對應的電感電流臨界值60，使得比較器56會去控制壓控震蕩器52將第二頻率CLK2的頻率與三角波訊號S₅₂₂的頻率提高至大于第一頻率CLK1的頻率，因此閂鎖器55會依據頻率訊號選擇器53所輸出的第二頻率CLK2與重置訊號S₅₄來產生頻率較高的脈寬調變訊號S₅₇，以利用脈寬調變訊號S₅₇來提高 開關40的切換頻率，以便減小電感電流的振幅，進而抑制電感電流的峰值。

接下來，如時間區段T3所示，在電感20的電感電流隨著電壓的變化而逐漸下降時，由于在這段期間中比較器56又會判斷出第一取樣訊號S2所對應的電感電流值70的峰值未達到電流上限訊號S1所對應的電感電流臨界值60，使得比較器56不會去控制壓控震蕩器52將第二頻率CLK2的頻率與三角波訊號S₅₂₂的頻率提高至大于第一頻率CLK1的頻率，因此閂鎖器55會依據頻率訊號選擇器53所輸出的第一頻率CLK1與重置訊號S₅₄來產生頻率較低的脈寬調變訊號S₅₇，以利用脈寬調變訊號S₅₇來控制開關40的啟閉狀態。

請參照圖3至圖5。圖3至圖5分別繪示出電流取樣電路的其它實施態樣。如圖3所示，電流取樣電路91乃是由電流感應線圈911及二極管912所組成，而此電流取樣電路91的耦接方式與電流取樣電路90的耦接方式不同。而如圖4所示，電流取樣電路92乃是以一電阻來實現。至于圖5所示的電流取樣電路93，其亦以一電阻來實現，而電流取樣電路93的耦接方式與電流取樣電路92的耦接方式不同。由于圖3至圖5皆已清楚繪示出各電流取樣電路的耦接方式，在此便不再贅述。

綜上所述，在本發明中，每當第一取樣訊號的大小達到電流上限訊號所對應的電感電流臨界值時，功因校正電路的比較器便控制壓控震蕩器將第二頻率的頻率與三角波訊號的頻率提高至大于第一頻率的頻率，并控制壓控震蕩器依第一取樣訊號達到電感電流臨界值的次數來遞增第二頻率與三角波訊號的頻率。因此，每當第一取樣訊號的大小達到電流上限訊號所對應的電感電流臨界值時，壓控震蕩器的頻率便升高以適時地調整開關的切換頻率，進而使電感電流的振幅減小而改變電感電流的峰值，以致于電感電流的峰值低于電流上限值。本發明藉由限制電感電流的峰值，以致于電感組件不容易飽和，進而得以在電路中使用較低額定的 電感組件及功率開關。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明的精神和范圍內，當可作些許的更動與潤飾，因此本發明的保護范圍當是權利要求所界定的范圍為準。