一種基于載波層疊的倍頻調制方法與流程

本發明屬于多電平變流器PWM技術領域，具體涉及一種適用于電壓比為1∶2的混合級聯H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調制方法。

背景技術：

多電平變流器能夠將耐壓等級較低、開關頻率較高的開關器件應用于中、高壓場合而受到廣泛關注，然而傳統多電平拓撲存在的所需開關器件數量多、結構復雜、成本高等缺點，在很大程度上限制了多電平技術的發展與應用。混合多電平拓撲作為多電平技術的一個重要的發展方向，與傳統多電平拓撲相比，在輸出相同電平數的情況下，使用的開關器件和直流源個數更少，這可以大大簡化系統結構，降低成本。混合級聯H橋是由傳統的等壓級聯H橋拓撲發展而來，首次由印度學者M.D.Manjrekar提出，其直流側電壓呈二進制規律變化。圖1為兩個H橋級聯拓撲，直流側電壓比為1∶2，該拓撲最多可以輸出七個不同的電平。

調制策略是多電平變流器研究領域的關鍵技術，它與逆變器的拓撲結構相輔相成，直接決定著逆變器輸出波形質量的好壞和系統效能的高低。針對圖1所示類型的混合拓撲，M.D.Manjrekar等人提出了一種混合調制策略。該策略中，電壓等級較高的單元采用低頻調制，減少了開關損耗，只有電壓等級最低的單元采用高頻PWM調制，如此輸出連續變化的多電平PWM波形。然而，當這種調制策略用于圖1所示拓撲中時，在部分調制區間內，高壓單元輸出電壓基波分量超出了級聯單元總輸出電壓基波分量，此時高壓單元將多余的基波有功功率回饋到低壓單元，造成功率倒灌現象。為了保證直流側電壓穩定，低壓單元直流側需采用可逆整流，這將大大增加逆變裝置的體積和成本，制約了該拓撲的實用性。

單極性調制方法以載波層疊調制為基礎，是一種適用于混合級聯H橋七電平逆變器的調制技術，能夠有效地避免混合調制策略中固有的功率倒灌現象，但其存在高壓單元工作頻率較高的問題。針對這一問題，可以采用混合頻率調制方法，其原理如圖2所示，載波v_tr2的頻率f₂小于載波v_tr1和v_tr3的頻率f₁。降低參與高壓單元調制的載波頻率，進而降低高壓單元的開關頻率和損耗，但是輸出電壓的諧波特性會受到影響。因此，如何在高壓單元開關頻率較低的情況下避免功率倒灌問題，同時保證系統良好的輸出特性具有重要意義。

技術實現要素：

發明目的

本發明的目的是提出一種適用于混合級聯H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調制方法，一方面解決傳統混合調制策略固有的功率倒灌問題，另一方面提高高壓單元輸出電壓的等效頻率，在該單元開關頻率較低的情況下保證逆變器輸出電壓具有良好的諧波特性，從而提高該多電平逆變器的實用性。

技術方案

本發明的技術方案如下：

(1)該方法的實現電路包括邏輯脈沖發生電路和驅動邏輯運算電路兩部分。邏輯脈沖發生電路由基準正弦信號(v_ref)、絕對值運算電路(Abs)、三角載波信號(v_tra、v_trc)、載波信號(v_trb1、v_trb2)和五個比較器(T₁～T₅)組成。驅動邏輯運算電路由七個雙輸入與門(Y₁～Y₇)、六個雙輸入或門(Z₁～Z₆)和八個非門(X₁～X₈)組成。其中三角載波信號v_trc的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平0和電平E之間，三角載波信號v_tra的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平2E和電平3E之間，兩者相位相同，頻率均為f_c1。載波信號v_trb1和載波信號v_trb2的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平E和電平2E之間，兩者波形相同，頻率均為f_c2，相位上相差180°，且其波形特征是：在半個載波周期內為普通的三角波，在另外半個載波周期內為恒值E。同時，頻率f_c1和f_c2有如下關系：f_c1＞f_c2。

(2)在邏輯脈沖發生電路中：基準正弦信號v_ref接入絕對值運算電路Abs的輸入端，絕對值運算電路Abs的輸出端為調制信號v_m。調制信號v_m分別接入比較器T₁～T₄的正相輸入端，三角載波信號v_tra接入比較器T₁的反相輸入端，載波信號v_trb1接入比較器T₂的反相輸入端，載波信號v_trb2接入比較器T₃的反相輸入端，三角載波信號v_trc接入比較器T₄的反相輸入端。基準正弦信號v_ref接入比較器T₅的正相輸入端，比較器T₅的反相輸入端接零參考電位。

(3)在驅動邏輯運算電路中：比較器T₅輸出的極性脈沖信號D作為開關管Q₁₁的驅動信號，比較器T₅輸出端接非門X₃后的輸出信號作為開關管Q₁₂的驅動信號；比較器T₂輸出的邏輯脈沖信號B₁接非門X₁輸入端，比較器T₃輸出的邏輯脈沖信號B₂接非門X₂輸入端，非門X₁和X₂的輸出信號接或門Z₁的兩個輸入端，或門Z₁的輸出端和比較器T₄輸出的邏輯脈沖信號C接與門Y₂的兩個輸入端，與門Y₂的輸出端和比較器T₁輸出的邏輯脈沖信號A接或門Z₃的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端經非門X₄后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₄的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₅的兩個輸入端，與門Y₄的輸出端和與門Y₅的輸出端接或門Z₅的兩個輸入端，或門Z₅的輸出信號作為開關管Q₁₄的驅動信號，或門 Z₅的輸出端接非門X₆后的輸出信號作為開關管Q₁₃的驅動信號；邏輯脈沖信號B₂經非門X₂后和邏輯脈沖信號B₁接或門Z₂的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端經非門X₅后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₆的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₇的兩個輸入端，與門Y₆的輸出端和與門Y₇的輸出端接或門Z₆的兩個輸入端，或門Z₆的輸出信號作為開關管Q₂₁的驅動信號，或門Z₆的輸出端接非門X₇后的輸出信號作為開關管Q₂₂的驅動信號；比較器T₃和T₅的輸出端接與門Y₁的兩個輸入端，比較器T₃輸出端經非門X₂后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₃的兩個輸入端，與門Y₁的輸出端和與門Y₃的輸出端接或門Z₄的兩個輸入端，或門Z₄的輸出信號作為開關管Q₂₄的驅動信號，或門Z₄的輸出端接非門X₈后的輸出信號作為開關管Q₂₃的驅動信號。

有益效果

本發明的方法可以保證混合級聯H橋七電平逆變器高、低壓單元輸出電壓極性始終相同，在全調制比范圍內避免傳統混合調制方法中存在的功率倒灌問題。同時提高目標單元輸出電壓的等效頻率，在該單元開關頻率較低的情況下保證逆變器輸出電壓具有良好的諧波特性，從而提高該多電平逆變器的實用性。

附圖說明

下面結合附圖和實施例對本發明專利作進一步說明。

圖1是混合級聯H橋七電平逆變器主電路拓撲結構。

圖2是已提出的混合頻率調制方法原理圖。

圖3是本發明所提的基于載波層疊的倍頻調制方法原理圖。

圖4是本發明所提的基于載波層疊的倍頻調制方法的電路實現示意圖。

圖5是應用本發明所提的基于載波層疊的倍頻調制方法時，混合級聯H橋七電平逆變器上、下級聯單元輸出電壓以及合成后的逆變器總輸出電壓仿真波形

圖6是應用本發明所提的基于載波層疊的倍頻調制方法時，高壓單元開關管的驅動信號和相應的輸出電壓波形。

具體實施方式

本發明提出的適用于混合級聯H橋七電平逆變器的基于載波層疊的倍頻調制方法，是對載波層疊調制與載波移相調制的拓展，有效地結合了兩者的優點，其調制原理如圖3所示。

該調制方法需要兩個三角載波信號(v_tra、v_trc)和兩個載波信號(v_trb1、v_trb2)。第一層三角載 波信號v_trc的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平0和電平E之間，第三層三角載波信號v_tra的峰峰值為E，位于零參考線之上，并且介于電平2E和電平3E之間，三角載波信號v_trc與三角載波信號v_tra的相位相同，頻率均為f_c1。第二層載波信號由峰峰值為E的載波信號v_trb1和v_trb2組成，兩者均介于電平E和電平2E之間，波形相同，頻率為f_c2，但在相位上相差180°。其波形特征是：在半個載波周期內為普通的三角波，在另外半個載波周期內為恒值E。同時，頻率f_c1和f_c2有如下關系：f_c1＞f_c2。

基準正弦信號v_ref進行取絕對值運算得到調制信號v_m。調制信號v_m分別與上述三角載波信號v_tra、v_trc和載波信號v_trb1、v_trb2進行比較，當調制信號大于相應的載波信號時輸出為高電平，反之輸出為零電平，如此可以得到四個邏輯脈沖信號A、B₁、B₂、C。將基準正弦信號v_ref直接與零電壓進行比較可得其極性脈沖信號D。

在調制信號正半周期內，具體的調制原理如下：

第一層載波區域：該層對應的區間只有最底層三角載波信號v_trc與調制信號v_m進行比較，合成總輸出為的PWM波形。此時，低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯逆變器的輸出v_o如下式所示：

當0＜v_m＜v_trc時，級聯逆變器輸出0電平，此時高壓單元與低壓單元均輸出0電平，開關管Q₁₁，Q₁₃，Q₂₁和Q₂₃導通；當v_trc＜v_m＜E時，級聯逆變器輸出電平E，此時高壓單元仍然輸出0電平，開關管Q₂₁和Q₂₃保持開通，低壓單元輸出電平E，開關管Q₁₁和Q₁₄開通。因此在第一層載波區域，高壓單元恒輸出0電平且開關管Q₂₁和Q₂₃恒開通，低壓單元輸出的高頻PWM波形，開關管Q₁₁恒開通，開關管Q₁₄驅動信號為高頻PWM脈沖，且由調制信號v_m與三角載波信號v_trc的比較結果確定。

第二層載波區域：在此區域，一方面要保證兩單元輸出電壓極性相同以避免功率倒灌問題，此時需要兩單元互補工作，交替輸出高電平，從而合成總輸出為的PWM波形；另一方面在不影響輸出電壓波形質量的前提下，盡量降低高壓單元的開關頻率。基于此，使調制信號v_m與兩個載波信號v_trb1和v_trb2分別進行比較，由于載波信號v_trb1和v_trb2幅值、頻率相同，相位互差180°，具有載波移相的特點，因此高壓單元能夠以較低的開關頻率，輸出較高頻率的PWM波形。

當E＜v_m＜v_trb1、v_trb2＜v_m＜2E時，逆變器總輸出為電平E，此時低壓單元輸出電平E，開關管Q₁₁和Q₁₄開通，高壓單元輸出0電平，開關管Q₂₂和Q₂₄開通。當v_trb1＜v_m＜2E、E＜v_m＜v_trb2 時，逆變器總輸出為電平E，此時低壓單元輸出電平E，開關管Q₁₁和Q₁₄開通，高壓單元輸出0電平，開關管Q₂₁和Q₂₃開通。當v_trb1＜v_m＜2E且v_trb2＜v_m＜2E時，逆變器總輸出為電平2E，此時低壓單元輸出電平0，開關管Q₁₁和Q₁₃開通，高壓單元輸出2E電平，開關管Q₂₁和Q₂₄開通。此區間內兩個功率單元配合工作，交替輸出高電平，即低壓單元輸出電平E時，高壓單元輸出0電平，低壓單元輸出0電平時，高壓單元輸出2E電平，最終輸出的高頻PWM波形。

其中，當v_trb1＜v_m＜2E時，高壓單元開關管Q₂₁開通，當v_trb2＜v_m＜2E時，高壓單元開關管Q₂₄開通。如此，當同時滿足v_trbt＜v_m＜2E和v_trb2＜v_m＜2E時，開關管Q₂₁和Q₂₄同時開通，高壓單元輸出電平2E；如滿足v_trb1＜v_m＜2E而不滿足v_trb2＜v_m＜2E時，開關管Q₂₁開通，開關管Q₂₄關斷，高壓單元輸出0電平；如不滿足v_trb1＜v_m＜2E而滿足v_trb2＜v_m＜2E時，開關管Q₂₁關斷，開關管Q₂₄開通，高壓單元輸出0電平。結合圖3可以清晰地看出，高壓單元輸出PWM脈沖的頻率為其驅動信號頻率的兩倍，因此有效地提高了高壓單元的等效開關頻率。

通過以上分析，可以得出低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯逆變器的輸出v_o如下式所示：

第三層載波區域：該層三角載波信號v_tra與調制信號v_m進行比較，合成逆變器總輸出為的PWM波形。此時，低壓單元輸出v_Lo，高壓單元輸出v_Ho，以及級聯逆變器的輸出v_o如下式所示：

當2E＜v_m＜v_tra時，逆變器總輸出為電平2E，此時高壓單元輸出電平2E，開關管Q₂₁和Q₂₄導通，低壓單元輸出0電平，開關管Q₁₁和Q₁₃導通；當v_tra＜v_m＜3E時，逆變器總輸出為電平3E，此時高壓單元輸出電平2E，開關管Q₂₁和Q₂₄導通，低壓單元輸出電平E，開關管Q₁₁和Q₁₄開通。因此，在第三層載波區域，高壓單元恒輸出電平2E，且開關管Q₂₁和Q₂₄恒開通；低壓單元輸出的高頻PWM波形，且開關管Q₁₁恒開通，開關管Q₁₄的驅動信號為高頻PWM脈沖，由調制信號v_m與三角載波信號v_tra的比較結果確定。

表1列出了在基準正弦信號v_ref正半周期各層載波區域內高、低壓單元和級聯逆變器的輸出情況以及各開關管的工作情況。可以看出，在基準正弦信號v_ref正半周期內，對于低壓單元，開關管Q₁₁恒導通(開關管Q₁₂恒關斷)，當v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra時，開關管Q₁₄開通，反之開關管Q₁₃開通；對于高壓單元，在第一層載波區域內，開關管Q₂₁保持開通，開關管Q₂₄保持關斷，在第三層載波區域內，開關管Q₂₁和開關管Q₂₄均保持開通，在第二層載波區域內，當v_m＞v_trb1時，開關管Q₂₁開通，當v_m＞v_trb2時，開關管Q₂₄開通。通過邏輯運算可以得到在基準正弦信號v_ref正半周期各開關管的數學邏輯表達式為：

表1正半周期各單元輸出及相應的開關管狀態

表2列出了在基準正弦信號v_ref負半周期各層載波區域內高、低壓單元和級聯逆變器的輸出情況以及各開關管的工作情況。可以看出，在基準正弦信號v_ref負半周期內，對于低壓單元，開關管Q₁₂恒導通(開關管Q₁₁恒關斷)，當v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra時，開關管Q₁₃開通，反之開關管Q₁₄開通；對于高壓單元，在第一層載波區域內，開關管Q₂₂保持開通，開關管Q₂₃保持關斷，在第三層載波區域內，開關管Q₂₂和開關管Q₂₃均保持開通，在第二層載波區域內，當v_m＞v_trb1時，開關管Q₂₂開通，當v_m＞v_trb2時，開關管Q₂₃開通。通過邏輯運算可以得到在基準正弦信號v_ref負半周期內各開關管的數學邏輯表達式為：

結合以上分析以及基準正弦信號v_ref、負半周內開關管的驅動規律，可以得到一個調制周期內各開關管邏輯驅動信號的統一數學表達式：

表2負半周期各單元輸出及相應的開關管狀態

根據此表達式，可以得到上述調制方法的電路實現示意圖如圖4所示，它由邏輯脈沖發生電路和驅動邏輯運算電路兩部分構成。其中，邏輯脈沖發生電路由基準正弦信號(v_ref)、絕對值運算電路(Abs)、三角載波信號(v_tra、v_trc)、載波信號(v_trb1、v_trb2)和五個比較器(T₁～T₅)組成，其功能是通過調制信號v_m和三角載波信號v_tra、v_trc以及載波信號v_trb1、v_trb2分別進行比較產生四個邏輯脈沖信號A、B₁、B₂、C，基準正弦信號v_ref直接和零電壓比較產生其極性脈沖信號D。驅動邏輯運算電路由七個雙輸入與門(Y₁～Y₇)、六個雙輸入或門(Z₁～Z₆)和八個非門(X₁～X₈)組成，其功能是實現上述統一數學邏輯表達式所描述的驅動邏輯規律。下面詳細介紹其實現原理：

在邏輯脈沖發生電路中：基準正弦信號v_ref接入絕對值運算電路Abs的輸入端，絕對值運算電路Abs的輸出端為調制信號v_m。調制信號v_m分別接入比較器T₁～T₄的正相輸入端，三角載波信號v_tra接入比較器T₁的反相輸入端，載波信號v_trb1接入比較器T₂的反相輸入端，載波信號v_trb2接入比較器T₃的反相輸入端，三角載波信號v_trc接入比較器T₄的反相輸入端。基 準正弦信號v_ref接入比較器T₅的正相輸入端，比較器T₅的反相輸入端接零參考電位。

在驅動邏輯運算電路中：比較器T₅輸出的極性脈沖信號D作為開關管Q₁₁的驅動信號，比較器T₅輸出端接非門X3后的輸出信號作為開關管Q₁₂的驅動信號；比較器T₂輸出的邏輯脈沖信號B₁接非門X₁輸入端，比較器T₃輸出的邏輯脈沖信號B₂接非門X₂輸入端，非門X₁和X₂的輸出信號接或門Z₁的兩個輸入端，或門Z₁的輸出端和比較器T₄輸出的邏輯脈沖信號C接與門Y₂的兩個輸入端，與門Y₂的輸出端和比較器T₁輸出的邏輯脈沖信號A接或門Z₃的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端經非門X₄后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₄的兩個輸入端，或門Z₃的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₅的兩個輸入端，與門Y₄的輸出端和與門Y₅的輸出端接或門Z₅的兩個輸入端，或門Z₅的輸出信號作為開關管Q₁₄的驅動信號，或門Z₅的輸出端接非門X₆后的輸出信號作為開關管Q₁₃的驅動信號；邏輯脈沖信號B₂經非門X₂后和邏輯脈沖信號B₁接或門Z₂的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端經非門X₅后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₆的兩個輸入端，或門Z₂的輸出端和極性脈沖信號D接與門Y₇的兩個輸入端，與門Y₆的輸出端和與門Y₇的輸出端接或門Z₆的兩個輸入端，或門Z₆的輸出信號作為開關管Q₂₁的驅動信號，或門Z₆的輸出端接非門X₇后的輸出信號作為開關管Q₂₂的驅動信號；比較器T₃和T₅的輸出端接與門Y₁的兩個輸入端，比較器T₃輸出端經非門X₂后和開關管Q₁₂的驅動信號接與門Y₃的兩個輸入端，與門Y₁的輸出端和與門Y₃的輸出端接或門Z₄的兩個輸入端，或門Z₄的輸出信號作為開關管Q₂₄的驅動信號，或門Z₄的輸出端接非門X₈后的輸出信號作為開關管Q₂₃的驅動信號。

圖5是應用本發明所提的基于載波層疊的倍頻調制方法時，混合級聯H橋七電平逆變器上、下級聯單元輸出電壓以及合成后的逆變器總輸出電壓仿真波形。從圖中可以看出兩個單元協同工作，合成輸出為高頻調制的七電平PWM波形。此外，兩個單元輸出電壓極性始終相同，因此不存在功率倒灌問題。

圖6為應用本發明所提方法時，高壓單元開關管的驅動信號和相應的輸出電壓波形。可以看出，在電壓區間[E，2E]內，高壓單元輸出電壓的等效開關頻率為其開關管實際工作頻率的兩倍，即高壓單元實現了倍頻調制，因此可以在較低的高壓單元開關頻率下提高輸出電壓的波形質量，改善輸出電壓的諧波特性。