一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法與流程
本發明涉及一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法，屬于非隔離、中大功率逆變器，其利用增加的輔助電路來實現輸入電流低頻紋波的抑制。
背景技術：
在新能源及其它分布式發電系統中，為獲得負載所需的高壓交流電，逆變器一般采用兩級式架構，即前級為實現升壓和穩壓功能的直流變換器，后級為單相逆變器。對于這種系統，輸出功率中含有的兩倍輸出頻率功率脈動分量反饋到直流輸入側表現為低頻電流紋波，影響蓄電池、燃料電池等輸入源的使用壽命，降低系統的效率。因此，必須對系統中的低頻電流紋波進行有效的抑制。傳統方法采用大電解電容來平衡功率脈動，從而達到抑制電流紋波的目的，然而電解電容體積大且壽命有限，既影響逆變器的功率密度，又限制了逆變器的整體壽命。近年來，出現了很多緩沖功率脈動的方法，特別是通過增加額外的輔助電路來抑制直流輸入側電流紋波的方法受到人們的廣泛關注。Fukushima K，Norigoe I，Shoyama M，et al，“Input current-ripple consideration for the pulse-link DC-AC converter for fuel cells by small series LC circuit”，Proceedings of IEEE 24th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，2009：447-451提出了通過加入LC串聯諧振電路，并將其諧振頻率設計為兩倍輸出頻率的方案，如附圖1所示，有效的抑制了直流輸入側電流紋波，但所需的電感和電容值都比較大，系統的功率密度和使用壽命受到影響，實用性較差。Kwon J，Kim E，Kwon B，Nam K，“High-Efficiency Fuel Cell Power Conditioning System With Input Current Ripple Reduction”，IEEE Transaction on Industry Electronics，2009，56(3)：826-834利用多目標控制思想以及電力電子變換器的高頻控制特性，通過實時計算出主開關管的占空比，同時實現了輸入輸出的電壓變換和輸入側電流紋波的抑制，能夠提高燃料電池的利用率，如附圖2所示，但該方案對控制精度和實時性要求很高，且控制算法復雜。
技術實現要素：
本發明的目的在于針對上述逆變器所存在的技術缺陷提供一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法，既實現了電能變換，又有效的抑制了直流側輸入電流低頻紋波，提高了系統的可靠性。
本發明為實現上述目的，采用如下技術方案：
本發明的一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法，所述抑制紋波的非隔離型逆變器包括直流電源、輸入電容、升壓電感、主開關管、續流二極管、中間直流母線電容、結構相同的第一逆變橋臂和第二逆變橋臂以及濾波電路；其中升壓電感的一端分別接輸入電容的輸入端和直流電源的正極，升壓電感的另一端分別接主開關管的集電極和續流二極管的陽極；每個逆變橋臂都包括二個開關管，第一開關管的集電極作為逆變橋臂的正輸入端，第一開關管的發射極與第二開關管的集電極連接構成逆變橋臂的輸出端，第二開關管的發射極作為逆變橋臂的負輸入端，續流二極管的陰極、中間直流母線電容的輸入端和逆變橋臂的正輸入端相連接，逆變橋臂的負輸入端、直流電源的負極、輸入電容的輸出端、主開關管的發射極和中間直流母線電容的輸出端相連接；第一逆變橋臂和第二逆變橋臂的輸出端接濾波電路；還包括由輔助電感、輔助開關管、輔助二極管和輔助電容構成的輔助電路，其中輔助電感包括兩個電感，輔助開關管包括兩個開關管，輔助二極管包括兩個二極管，第一輔助電感的一端、第二輔助電感的一端和直流電源的正極相連接，第一輔助電感的另一端分別接第一輔助開關管的集電極和第一輔助二極管的陽極，第一輔助二極管的陰極、輔助電容的輸入端和第二輔助開關管的集電極相連接，第二輔助開關管的發射極分別接第二輔助電感的另一端和第二輔助二極管的陰極，第二輔助二極管的陽極、輔助電容的輸出端、第一輔助開關管的發射極和直流電源的負極相連接。
一種抑制紋波的非隔離型逆變器的控制方法，包括以下步驟：
步驟A，檢測輔助電容電壓信號、中間直流母線電容電壓信號、輸出電壓信號、升壓電感電流信號、第一輔助電感電流信號、第二輔助電感電流信號和輸出電流信號；
步驟B，將輸出電壓信號和輸出電流信號輸入電流基準生成電路，得到升壓電感電流基準信號和升壓電感電流基準的紋波分量；
步驟C，計算中間直流母線電容電壓基準信號與中間直流母線電容電壓信號的差值；
步驟D，將步驟C得到的電壓差值經PI控制器進行調節，然后加入步驟B獲得的升 壓電感電流基準，得到實際升壓電感電流基準信號；
步驟E，計算步驟D的實際升壓電感電流基準信號與步驟A所述的升壓電感電流信號的差值；
步驟F，將步驟E獲得的差值輸入電流滯環比較器獲得第一邏輯信號；
步驟G，將步驟B獲得的升壓電感電流基準的紋波分量經過絕對值運算得到輔助電流基準信號；
步驟H，將步驟A得到的輔助電容電壓信號經過低通濾波器，獲得其直流分量；
步驟I，計算輔助電容電壓基準信號與步驟H獲得的輔助電容電壓直流分量的差值；
步驟J，將步驟I得到的電壓差值經PI控制器進行調節，然后加入步驟G獲得的輔助電流基準信號，得到實際輔助電流基準信號；
步驟K，計算第一輔助電感電流信號與第二輔助電感電流信號的和，得到實際輔助電流；
步驟L，計算步驟J獲得的實際輔助電流基準與步驟K獲得的實際輔助電流的差值；
步驟M，將步驟L獲得的差值輸入電流滯環比較器獲得第二邏輯信號；
步驟N，將步驟B獲得的升壓電感電流基準的紋波分量輸入過零比較器獲得第三邏輯信號；
步驟O，將步驟M、步驟N獲得的兩個邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中第三邏輯信號先經過邏輯非門后，再和第二邏輯信號一同接入邏輯與門得到第一輔助開關管PWM控制信號；
將步驟M、步驟N獲得的兩個邏輯信號分別輸入邏輯電路，在邏輯電路中經過邏輯與門得到第二輔助開關管PWM控制信號；
步驟P，將步驟F獲得的第一邏輯信號輸入驅動電路得到主開關管的驅動信號，控制Boost變換器；
分別將步驟O得到的第一、第二輔助開關管PWM控制信號輸入驅動電路得到第一、第二輔助開關管的驅動信號，控制輔助電路。
有益效果：
本發明披露了一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法，其很好的抑制了直流輸入側低頻電流紋波，使得輸入側不再需要較大儲能電容，延長了系統的使用壽命。本發明與原有技術相比的主要技術特點是，在Boost變換器環節加入額外的輔助電路，并 且通過控制輔助電路，使得流過輔助電感的電流與Boost變換器中升壓電感的電流之和為近似恒定的直流量，進而抑制直流輸入側低頻電流紋波，避免輸入側使用體積大、可靠性低的電解電容，并且采用的解耦電容也比較小。
附圖說明
附圖1是加入LC串聯諧振電路的逆變器電路結構示意圖。
附圖2是一種抑制輸入電流紋波的功率調節系統結構示意圖。
附圖3是本發明的一種抑制紋波的非隔離型逆變器主電路及其控制方法的結構示意圖。
附圖4是本發明的一種抑制紋波的非隔離型逆變器主要工作波形示意圖。
附圖5～附圖6是本發明的一種抑制紋波的非隔離型逆變器各工作模式示意圖。
附圖7是本發明應用于輸入電壓50VDC、輸出電壓220VAC及功率500W場合下仿真波形圖。
上述附圖中的主要符號名稱：Vi、電源電壓。Ci、輸入電容。Sp1、Sp2、均為原邊開關管。Sb、主開關管。Sx1、Sx2、均為輔助開關管。Dsp1、Dsp2、Dsx1、Dsx2、Ds1～Ds4、均為體二極管。Dx1、Dx2、均為輔助二極管。D1、D2、均為整流二極管。Db、續流二極管。Cx、Cx1、Cx2、均為輔助電容。C1、C2、均為升壓電容。T、隔離變壓器。N1、Np1、Np2、隔離變壓器原邊繞組。N2、隔離變壓器副邊繞組。Lb、升壓電感。Lx1、Lx2、均為輔助電感。Llk、隔離變壓器漏感。Cdc、中間直流母線電容。S1～S4、均為功率開關管。Lf、濾波電感。Cf、濾波電容。RL、負載。Vdc、中間直流母線電容電壓。vx、輔助電容電壓。Grid、電網。vo、輸出電壓。
具體實施方式
下面結合附圖對發明的技術方案進行詳細說明：
附圖3是一種抑制紋波的非隔離型逆變器主電路及其控制方法的結構示意圖。由直流電源Vi、輸入電容1、升壓電感2、主開關管3、續流二極管4、中間直流母線電容5、兩個逆變橋臂6和7、濾波電路8、輔助電感9、輔助開關管10、輔助二極管11及輔助電容12組成。Ci是輸入電容，Lb是升壓電感，Lx1、Lx2是輔助電感，Dx1、Dx2是輔助二極管，Sx1、Sx2是輔助開關管，Sb是主開關管，Db是續流二極管，Cx是輔助電容，Cdc是 中間直流母線電容，S1～S4是功率開關管，Lf是輸出濾波電感，Cf是輸出濾波電容，RL為負載。本逆變器由加入輔助電路的Boost直流變換器和傳統的單相全橋逆變器構成，其中輔助電感Lx1、輔助開關管Sx1、輔助二極管Dx1和輔助電容Cx組成升壓輔助電路，輔助電感Lx2、輔助開關管Sx2、輔助二極管Dx2和輔助電容Cx組成降壓輔助電路，單相全橋逆變器采用SPWM控制，開關管S1和S2組成全橋逆變器的第一逆變橋臂，開關管S3和S4組成全橋逆變器的第二逆變橋臂。
檢測輔助電容電壓信號vx，中間直流母線電容電壓信號Vdc，輸出電壓信號vo，升壓電感電流信號i1，第一輔助電感電流信號ix1，第二輔助電感電流信號ix2和輸出電流信號io；將輸出電壓信號vo和輸出電流信號io輸入電流基準生成電路，獲得升壓電感電流基準信號i1*及其紋波分量Δi1*；計算中間直流母線電容電壓基準信號Vdc*與中間直流母線電容電壓信號Vdc的差值ΔVdc；將電壓差值ΔVdc用PI控制器進行調節后，加入升壓電感電流基準i1*，得到實際升壓電感電流基準信號i1-r*；計算實際升壓電感電流基準i1-r*與升壓電感電流信號i1的差值Δi1；將升壓電感電流的差值Δi1輸入電流滯環比較器得到邏輯信號M1；將升壓電感電流基準的紋波分量Δi1*經過絕對值運算得到輔助電流基準信號ix*；將輔助電容電壓信號vx經過低通濾波器得到其直流分量Vx；計算輔助電容電壓基準信號Vx*與其直流分量Vx的差值ΔVx；將電壓差值ΔVx用PI控制器進行調節后，加入輔助電流基準信號ix*，獲得實際輔助電流基準信號ix-r*；計算第一輔助電感電流信號ix1與第二輔助電感電流信號ix2的和，得到實際輔助電流ix；計算實際輔助電流基準信號ix-r*與實際輔助電流ix的差值Δix；將輔助電流差值Δix輸入電流滯環比較器獲得邏輯信號M2；將升壓電感電流基準的紋波分量Δi1*輸入過零比較器獲得邏輯信號M3；將邏輯信號M2、M3均輸入邏輯電路，M3先接入邏輯“非”門后，與M2接入邏輯“與”門得到PWM控制信號Qx1；M2、M3經過邏輯“與”門得到PWM控制信號Qx2；將邏輯信號M1輸入驅動電路得到主開關管Sb的驅動信號，控制Boost變換器；PWM控制信號Qx1、Qx2輸入驅動電路得到輔助開關管Sx1、Sx2的驅動信號，控制輔助電路。
以前級Boost直流變換器為例說明其滯環控制原理：當實際升壓電感電流基準i1-r*與升壓電感電流信號i1的差值Δi1大于正環寬時，滯環比較器輸出正電平，主開關管Sb導通，升壓電感電流上升；當升壓電感電流差值Δi1小于負環寬時，滯環比較器輸出負電平，主開關管Sb關斷，而二極管Db續流，升壓電感電流下降。為了實現輔助電流的兩倍頻控制，升壓電感電流基準的紋波分量Δi1*經過零比較器判斷電路的工作狀態：當Δi1*＜0 時，升壓輔助電路工作，封鎖第二輔助開關管Sx2控制信號；反之降壓輔助電路工作，封鎖第一輔助開關管Sx1控制信號。
下面以附圖3為主電路結構，結合附圖4～附圖6敘述本發明的具體工作原理，其中只對直直變換環節的工作模態進行分析，而單相全橋逆變器的工作原理和傳統PWM逆變器相同，此處不再贅述。由于直流電源提供的輸入功率是恒定的，而輸出功率是包含二倍頻波動的交變量；根據輸入功率與瞬時輸出功率的大小把電路的工作模式分為兩種，當輸入功率大于瞬時輸出功率時，即升壓電感電流i1小于輸入電流Ii時，電路工作于模式I狀態，其中升壓輔助電路將輸入側提供的多余能量轉移到輔助電容內；當輸入功率小于瞬時輸出功率時，即升壓電感電流i1大于輸入電流Ii時，電路工作于模式II狀態，其中輔助電容通過降壓輔助電路提供輸入功率相對于輸出功率不足的部分能量。根據附圖4可以看出，只要使得輔助電感電流以及升壓電感電流跟隨電流基準變化就可以實現輸入側低頻電流紋波的消除，因此輔助電路與Boost直流變換器具體工作時具有相對獨立性。下面對兩種模式下的工作情況進行分析。
在分析之前，先作如下假設：①中間直流母線電容電壓Vdc為定值；②所有功率器件均為理想的。
由基爾霍夫電流定律可得，升壓電感電流基準i1*、第一輔助電感電流基準ix1*、第二輔助電感電流基準ix2*和輸入電流Ii關系如下：
Ii＝i1*+ix1*+(-ix2*) (1)
其中不考慮輸入電容濾除的高頻諧波。
不考慮電路在工作中所產生的損耗，則由功率守恒得：
Vii1*＝VoIo(1-cos(2ωt)) (2)
其中，Vo為逆變器輸出電壓的有效值，Io為逆變器輸出電流的有效值，ω＝2πf，f是電網頻率。由此可以得到升壓電感電流基準i1*與其紋波分量Δi1*的表達式為：
前級Boost電路的輸入功率中的直流量與逆變器輸出功率的直流量相等，而輔助電路提供的功率與逆變器輸出功率的二次紋波量相等，所以：
ViIi＝VoIo (5)
Viix*＝VoIo|cos(2ωt)| (6)
其中，ix*＝ix1*+ix2*；由此可得直流電源提供的輸入電流Ii和輔助電流基準ix*表達式為：
為了達到抑制輸入電流低頻紋波的目的，i1*、ix1*和ix2*這三個量需要滿足下面的條件：
當Ii＞i1*時，
當Ii＜i1*時，
根據以上分析可以得到電流的基準值，如附圖4所示。
1.模式I[對應于附圖5]
當升壓電感Lb中儲存的能量不足時，即升壓電感電流i1小于升壓電感電流基準i1*且差值較大時，開通主開關管Sb，升壓電感Lb承受直流電源電壓Vi并開始儲能直到其達到要求，關斷主開關管Sb，升壓電感電流i1經二極管Db續流，給后級傳遞能量；當升壓電感Lb中儲存的能量再次不足時，開通主開關管Sb，進入Boost直流變換器的下一個工作周期。
由于直流側輸入功率大于輸出功率，此時升壓輔助電路工作，將輸入側提供的多余能量轉移到輔助電容Cx內，其具體工作如下：當輔助電感Lx1中儲存的能量不足時，即第一輔助電感電流ix1小于第一輔助電感電流基準ix1*且差值較大時，輔助開關管Sx1開通， 輔助電感Lx1承受直流電源Vi正向電壓，第一輔助電感電流ix1線性上升直到其達到要求，關斷輔助開關管Sx1，第一輔助電感電流ix1經輔助二極管Dx1、輔助電容Cx續流；當第一輔助電感電流ix1線性下降到偏離第一輔助電感電流基準ix1*較大時，開通輔助開關管Sx1，升壓輔助電路進入下一個工作周期。
2.模式II[對應于附圖6]
此工作模式下，直流側輸入功率小于輸出功率，然而直流電源只提供恒定功率，不足的能量將由降壓輔助電路提供，其中Boost直流變換器具體工作過程與模式I相同，此處不再贅述，只對降壓輔助電路具體工作過程進行分析。
當流過輔助電感Lx2的電流ix2小于第二輔助電感電流基準ix2*且差值較大時，即輔助電感Lx2儲存的能量不能夠滿足要求時，開通開關管Sx2，由于輔助電容電壓vx大于直流電源電壓Vi，因此輔助電感Lx2承受正向電壓，第二輔助電感電流ix2線性上升直到其達到要求，關斷輔助開關管Sx2，第二輔助電感電流ix2經輔助二極管Dx2續流；當第二輔助電感電流ix2線性下降到不能夠滿足要求時，將再次開通輔助開關管Sx2，降壓輔助電路開始下一個工作周期。
附圖7是本發明應用于輸入電壓50V、輸出電壓220V及功率500W場合下仿真波形圖。由仿真波形圖可知，直流側輸入電流Ii表現為一較好的直流電流，說明其二次紋波量已經得到很好的抑制；模式I時，升壓輔助電路工作，模式II時，降壓輔助電路工作，輔助電感電流ix1(x2)與i1之和等于輸入電流Ii；輔助電容電壓包含一直流量和二倍頻紋波分量，可知輔助電路有效的將輸入側低頻電流紋波轉移到了輔助電容上；中間直流母線電容上的電壓基本恒定，交流輸出電壓效果較好。
上述實施例用來解釋說明本發明，而不是對本發明進行限制，在本發明的精神和權利要求的保護范圍內，對本發明作出的任何修改和改變，都落入本發明的保護范圍。
從以上的描述可以得知，本發明提出的一種抑制紋波的非隔離型逆變器及其控制方法具有以下幾方面的優點：
1)增加了額外的輔助電路，將輸出功率的二次紋波量轉移到輔助電容上，有效抑制了輸入電流的二次紋波量。
2)逆變器中的電容均可采用小容值的薄膜電容，不僅提高了逆變器功率密度，還延長了逆變器使用壽命。
3)逆變器適用于中大功率場合。
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