直流電源裝置和具備該直流電源的制冷循環應用設備的制作方法

本發明涉及直流電源裝置和具備該直流電源的制冷循環應用設備。

背景技術：

以往，已知一種搭載有逆變器的電源裝置，該逆變器用于驅動制冷循環應用設備所使用的壓縮機電動機。在例如下述專利文獻1所示的現有技術中，通過使開關元件與電源半周期同步地動作一次以上，來擴大輸入電流的導通角而改善功率因數，并減少輸入電流的諧波分量(例如下述專利文獻1)。

專利文獻1：日本特開2000－278955號公報

技術實現要素：

然而，上述專利文獻1所示的現有技術存在如下問題：其以單相電源作為對象，如果在三相電源中進行使開關元件與電源半周期同步地動作一次以上的動作，則流過各相的電流成為不平衡狀態，可能會造成功率因數降低以及電源諧波增加，而導致電抗器大型化及成本上升。

本發明是鑒于上述問題而完成的，其目的在于提供一種能夠實現高效率化以及成本降低的直流電源裝置和具備該直流電源裝置的制冷循環應用設備。

為了解決上述問題、實現發明目的，本發明提供一種直流電源裝置，其將三相交流轉換成直流供給到負載，包括：第一電容器和第二電容器，其串聯連接在連向上述負載的輸出端子間；充電部，其有選擇地對上述第一電容器和上述第二電容器中的一方或雙方進行充電；以及控制部，其用于控制上述充電部，其中，上述控制部，利用上述充電部的充電期間來控制上述直流電源裝置的輸出電壓，并且利用上述充電部的以上述三相交流的基準相位為基準的充電定時來控制上述直流電源裝置的功率因數和諧波電流。

根據本發明，能夠獲得實現高效率化以及成本降低的效果。

附圖說明

圖1是表示本發明的實施方式1涉及的直流電源裝置的結構示例的圖。

圖2是表示圖1所示的直流電源裝置的開關控制狀態的圖。

圖3是表示圖1所示的直流電源裝置的各動作模式的圖。

圖4是表示圖1所示的直流電源裝置的動作波形的圖。

圖5是表示諧波產生量標準值與導通開始相位之間的關系的圖。

圖6是表示功率因數與導通開始相位之間的關系的圖。

圖7是表示相對于直流電源裝置的輸出功率，諧波產生量標準值為最小的導通開始相位與功率因數為最大的導通開始相位之間的關系的圖。

圖8是表示圖1所示的控制部的結構示例的圖。

圖9是表示圖1所示的直流電源裝置的輸出功率與輸入電流之間的關系的圖。

圖10是表示本發明的實施方式2涉及的直流電源裝置的結構示例的圖。

圖11是表示圖10所示的控制部的結構示例的圖。

圖12是表示圖10所示的直流電源裝置的動作波形的圖。

圖13是表示本發明的實施方式3涉及的直流電源裝置的結構示例的圖。

圖14是表示圖13所示的控制部的結構示例的圖。

圖15是表示本發明的實施方式4涉及的制冷循環應用設備的結構示例的圖。

圖16是表示圖15所示的制冷循環應用設備的電動機轉速與直流母線電壓之間的關系的圖。

符號說明

1交流電源；2整流電路；3電抗器；4a開關元件(第一開關元件)；4b開關元件(第二開關元件)；5a逆流防止元件(第一逆流防止元件)；5b逆流防止元件(第二逆流防止元件)；6a電容器(第二電容器)；6b電容器(第一電容器)；7充電部；8控制部；10負載；11過零檢測部；12母線電壓檢測部；13、14電壓檢測部；20a、20b Tdl數據表；21a、21b切換部；22a、22b限幅部；23a、23b低通濾波器部；24a、24b控制部；25a、25b切換部；26a、26b限幅部；27a第一驅動信號生成部；27b第二驅動信號生成部；28a、28b、28c減法部；29加法部；30逆變器；31壓縮機；32電動機；33制冷循環；100直流電源裝置。

具體實施方式

以下，基于附圖來詳細說明本發明涉及的直流電源裝置和具備該直流電源裝置的制冷循環應用設備的實施方式。另外，本發明不限于該實施方式。

實施方式1

圖1是表示本發明的實施方式1涉及的直流電源裝置100的結構示例的圖。圖2是表示圖1所示的直流電源裝置100的開關控制狀態的圖。圖3是表示圖1所示的直流電源裝置100的各動作模式的圖。圖4是表示圖1所示的直流電源裝置100的動作波形的圖。圖5是表示諧波產生量標準值與導通開始相位Tdl1之間的關系的圖。圖6是表示功率因數與導通開始相位Tdl1之間的關系的圖。圖7是表示相對于直流電源裝置100的輸出功率，諧波產生量標準值為最小的導通開始相位Tdl1與功率因數為最大的導通開始相位Tdl1之間的關系的圖。圖8是表示圖1所示的控制部8的結構示例的圖。圖9是表示圖1所示的直流電源裝置100的輸出功率與輸入電流之間的關系的圖。

圖1所示的直流電源裝置100將從交流電源1供給的三相交流轉換成直流供給到負載10。負載10只要是以直流進行電力消耗的負載，就可以是任意負載。這里，作為負載10，假設是用于驅動壓縮機電動機的逆變器負載，該壓縮機電動機用在例如使用制冷循環的設備中，但負載10不限于此。

直流電源裝置100包括：對三相交流進行整流的整流電路2、與整流電路2的輸出側連接的電抗器3、串聯連接在連向負載10的輸出端子間的電容器6a(第二電容器)和電容器6b(第一電容器)、有選擇地對該電容器6a和電容器6b中的一方或雙方進行充電的充電部7、以及控制充電部7的控制部8。整流電路2是將六個整流二極管進行全橋連接而成的三相全波整流電路。另外，在圖1所示的示例中，示出了電抗器3與整流電路2的輸出側連接的示例，但也可以是與整流電路2的輸入側連接的結構。

此外，直流電源裝置100包括：檢測三相交流的過零點ZC的過零檢測部11、以及檢測電容器6a和電容器6b的兩端電壓即直流母線電壓Vdc的母線電壓檢測部12。

充電部7包括：用于在電容器6b的充電和非充電之間進行切換的開關元件4a(第一開關元件)、用于在電容器6a的充電和非充電之間進行切換的開關元件4b(第二開關元件)、用于防止電容器6a的充電電荷向開關元件4a逆流的逆流防止元件5a(第一逆流防止元件)、以及用于防止電容器6b的充電電荷向開關元件4b逆流的逆流防止元件5b(第二逆流防止元件)。

由開關元件4a和開關元件4b構成的串聯電路的中點與由電容器6a和電容器6b構成的串聯電路的中點連接。從開關元件4a的集電極朝向電容器6a與負載10的連接點正向地連接有逆流防止元件5a，從電容器6b與負載10的連接點朝向開關元件4b的發射極正向地連接有逆流防止元件5b。

電容器6a的電容與電容器6b的電容相同。此外，作為開關元件4a和開關元件4b，例如能夠使用功率晶體管、功率MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效應晶體管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistors，絕緣柵雙極性晶體管)等半導體元件。

控制部8通過對開關元件4a和開關元件4b進行導通/斷開控制，來控制向負載10供給的直流電壓。以下，參照圖1～3來說明由該控制部8進行的開關元件4a和開關元件4b的開關控制。

圖2中作為直流電源裝置100的開關控制狀態的一個示例示出了A～D這四個控制狀態(狀態A～D)。另外，在圖2中省略了圖1所示的各結構要素的符號。

狀態A表示開關元件4a和開關元件4b雙方都被控制成斷開的狀態。在這種狀態下，對電容器6a和電容器6b進行充電。

狀態B表示僅開關元件4a被控制成導通的狀態。在這種狀態下，僅對電容器6b進行充電。

狀態C表示僅開關元件4b被控制成導通的狀態。在這種狀態下，僅對電容器6a進行充電。

狀態D表示兩個開關元件4a、4b雙方都被控制成導通的短路狀態。在這種狀態下，對電容器6a和電容器6b雙方都不進行充電。

在本實施方式中，通過在圖2所示的各狀態之間進行適當切換，來控制向負載10供給的直流電壓。

如圖3所示，作為本實施方式涉及的直流電源裝置100的動作模式，包括：使開關元件4a和開關元件4b一直為斷開控制狀態的全波整流模式、以及對開關元件4a和開關元件4b交替地進行導通控制的升壓模式。

作為升壓模式，有升壓模式a(倍壓模式)、升壓模式b、升壓模式c這三種。在升壓模式a下，開關元件4a和開關元件4b的導通占空比均為50％。在升壓模式b下，開關元件4a和開關元件4b的導通占空比均小于50％。在升壓模式c下，開關元件4a和開關元件4b的導通占空比大于50％。

在全波整流模式下，使開關元件4a和開關元件4b一直為斷開控制狀態。由此，由整流電路2進行全波整流后得到的電壓為輸出電壓。

在升壓模式a下，開關元件4a的斷開定時與開關元件4b的導通定時幾乎為同時，輪流出現圖2所示的狀態B和狀態C。此時的輸出電壓為全波整流模式下的輸出電壓的大致兩倍。另外，在實際情況下由于開關元件4a和開關元件4b同時導通時會流過短路電流，因此優選設置數μs程度的死區時間。

在升壓模式b下，設置有開關元件4a和開關元件4b都被斷開的同時斷開期間。此時，周期性地反復進行圖2所示的狀態B→狀態A→狀態C→狀態A的狀態轉換，此時的輸出電壓為全波整流模式下的輸出電壓與升壓模式a(倍壓模式)下的輸出電壓之間的中間電壓。

在升壓模式c下，設置有開關元件4a和開關元件4b中的一方被導通的期間、以及開關元件4a和開關元件4b都被導通的同時導通期間。此時，周期性地反復進行圖2所示的狀態D→C→D→B的狀態轉換，在該同時導通期間(這里是狀態D的期間)，能量存儲到電抗器3中。此時的輸出電壓為升壓模式a(倍壓模式)下的輸出電壓以上的電壓。

這樣，在本實施方式中，通過改變開關元件4a和開關元件4b的導通占空比，能夠控制向負載10供給的直流電壓。

接著，參照圖1來說明本實施方式涉及的直流電源裝置100的各升壓模式下的電容器6a和電容器6b的充電頻率。這里，電容器6a和電容器6b的充電頻率表示：將電容器6a和電容器6b的作為一組的充電期間和非充電期間組合而得到的期間、即開關元件4a和開關元件4b的作為一組的導通期間和斷開期間組合而得到的期間設為一個周期時，該一個周期的倒數即開關頻率。另外，在以下的說明中，在以電容器6a和電容器6b為主體的表述中使用“充電頻率”來進行說明，在以開關元件4a和開關元件4b為主體的表述中使用“開關頻率”來進行說明。

在本實施方式涉及的直流電源裝置100中，以使電容器6a和電容器6b的充電頻率成為三相交流頻率的3n倍(n為自然數)的方式進行控制。具體而言，直流電源裝置100如圖4所示那樣將開關周期設為三相交流的周期T的1/3n倍，并且將開關元件4a的導通期間設為Ton1并將開關元件4b的導通期間設為Ton2而交替地進行導通控制。這樣，由于進行開關控制時各相電流中出現的失真均產生在各相中的相同相位，所以能夠使各相電流的波形成為相對于電源周期各錯開120度的相似形狀，而能夠消除三相交流的各相電流的不平衡。

相對于此，在將開關頻率設為三相交流頻率的3n倍以外的頻率時，各相電流的波形不會成為相似形狀，會產生各相電流的不平衡。此外，在與三相交流頻率同步地進行開關控制的情況下也同樣地會產生三相交流的各相電流的不平衡。

即，在不以三相交流頻率的3n倍對開關元件4a和開關元件4b進行開關而在各相中以不同的相位進行開關的情況下，會產生各相電流的不平衡，進而各相電流的失真率增大，而導致功率因數變差以及諧波電流增加。

在本實施方式中，如上述那樣，以使開關元件4a和開關元件4b的開關頻率即電容器6a和電容器6b的充電頻率成為三相交流頻率的3n倍的方式進行控制，由此能夠相對于電源周期各錯開120度的三相交流的各相中的同一相位對開關元件4a和開關元件4b進行開關。因此，即使在產生開關元件4a和開關元件4b的同時斷開期間的升壓模式b、以及產生開關元件4a和開關元件4b的同時導通期間的升壓模式c下，三相交流的各相電流的波形也成為相似形狀。因此，不會產生各相電流的不平衡，進而各相電流的失真率成為極小值，而能夠改善功率因數并抑制諧波電流。

此外，在設n＝1，即以三相交流頻率的三倍頻率對開關元件4a和開關元件4b交替地進行導通控制的情況下，噪聲的產生量也較少，因此能夠減少對連接到同一系統的其他設備產生的影響。

此外，作為電源頻率廣泛使用50Hz和60Hz，在根據設置場所不同而需要區分使用的情況下，通過設置用于檢測電源電壓的電源電壓檢測部(未圖示)，并使用由該電源電壓檢測部檢測出的電源電壓的過零點，能夠掌握交流電源1的頻率。此外，通過以50Hz和60Hz的最小公倍數即300Hz的3m倍(m為自然數)頻率進行開關動作，無需掌握交流電源1的頻率就能夠消除各相電流的不平衡，由于不需要設置電源電壓檢測部，所以也有助于降低成本。

接著，說明利用充電部7的以三相交流的基準相位為基準的充電定時(導通開始相位Tdl1、導通開始相位Tdl2)來控制直流電源裝置的功率因數和諧波電流的示例。另外，以下若沒有特別說明，則將導通開始相位Tdl1、導通開始相位Tdl2和導通開始相位Tdl簡稱為“Tdl1”、“Tdl2”、“Tdl”。此外，將導通期間Ton1、導通期間Ton2和導通期間Ton簡稱為“Ton1”、“Ton2”、“Ton”。

圖4所示的Ton1、Ton2、Tdl1、Tdl2和T/6n的關系是Ton1＝Ton2＝T/6n(開關元件4a和開關元件4b的導通占空比為50％)，并且Tdl2＝Tdl1+T/6n。在這樣的條件下，針對流過三相交流各相的電流中的2次～40次諧波分量(在三相交流頻率是50Hz時為100～2000Hz)，例如有諧波產生量標準值，其是相對于JIS61000-3-2限值的比例(1以下為限值以下)。

在圖5中示出了諧波產生量標準值(縱軸)與Tdl1(橫軸)之間的關系。圖5所示的五個曲線表示與不同值的輸出功率對應的諧波產生量標準值。如圖示例所示，可知與各輸出功率對應的諧波產生量標準值根據Tdl1的值而變化。此外，如圖示例所示，使諧波產生量標準值為最小的Tdl1如箭頭A所示那樣根據輸出功率而成為不同的值。如圖示例所示，示出了輸出功率越大使諧波產生量標準值為最小的Tdl1越大的趨勢。另外，Tdl1的單位是角度deg，其是將T/3n定義為360deg時的角度。

通過以使諧波產生量標準值為最小為條件(由箭頭A所示的Tdl1的值)進行開關動作，能夠產生相對于限值的余量。因此，即使在電抗器3的電感值降低的情況下，也能夠使諧波產生量為限值以下，而能夠獲得由電抗器3小型化帶來的輕量化和降低成本的效果。

在圖6中示出了功率因數(縱軸)與Tdl1(橫軸)之間的關系。圖6所示的五個曲線表示與不同的輸出功率對應的功率因數。如圖示例所示，與各輸出功率對應的功率因數根據Tdl1的值而變化。但是，如箭頭B所示那樣，功率因數為最大的Tdl1的值不會因輸出功率而不同，而是固定的值。

在圖7中示出了在使輸出功率(橫軸)變化時諧波產生量標準值為最小的Tdl1(縱軸)、以及在使輸出功率變化時功率因數為最大的Tdl1。如圖示例所示，可知使諧波產生量標準值為最小的條件(由圖5的箭頭A表示的Tdl1)與使功率因數為最大的條件(由圖6的箭頭B所示的Tdl1)未必一致。但是，由于存在輸出功率越小諧波產生量標準值越大的趨勢(參照圖5)，所以在輸出功率較小時以使諧波產生量標準值為最小的方式控制Tdl1，而在輸出功率較大時以使功率因數為最大的方式控制Tdl1(圖6的箭頭)，由此能夠使大電力時流過三相交流的電流值下降。只要像這樣構成直流電源裝置100，就會產生相對于斷路器(未圖示)的容許電流的余量，而且能夠增加向負載10供給的電力，例如制冷循環應用設備中能夠提高制冷或制熱能力。

接著，說明對開關元件4a和開關元件4b的導通期間Ton1、Ton2、以及導通開始相位Tdl1、Tdl2進行控制的結構。

圖8所示的控制部8的主要結構包括Tdl數據表20a、切換部21a、限幅部22a、低通濾波器部23a、減法部28a、控制部24a、切換部25a、限幅部26a、第一驅動信號生成部27a、加法部29、限幅部22b和第二驅動信號生成部27b。

Tdl數據表20a例如是將以使諧波產生量標準值為最小或功率因數為最大的方式設定的導通定時的Tdl1與輸出功率相關聯地進行列表化。另外，Tdl數據表20a不限于此，也可以是例如將在輸出功率較小時使諧波產生量標準值為最小并且在輸出功率較大時使功率因數為最大的Tdl1與輸出功率相關聯。

在減法部28a中求取母線電壓指令值Vdc*與直流母線電壓Vdc的差值，并將該差值輸入至控制部24a，控制部24a進行控制以使直流母線電壓Vdc與母線電壓指令值Vdc*一致。控制部24a只要是以使直流母線電壓Vdc與母線電壓指令值Vdc*一致的方式進行控制的單元即可，可以是任意的控制單元例如比例控制(P控制)、比例積分控制(PI控制)、比例積分微分控制(PID控制)等。

例如將圖7所示的輸出功率作為參照信號S輸入至Tdl數據表20a。從控制部8的外部直接輸入的Tdl和從Tdl數據表20a輸出的Tdl輸入至切換部21a。直接輸入的Tdl是相當于上述的使諧波產生量標準值為最小的Tdl1或使功率因數為最大的Tdl1的信號，通過Tdl數據表20a以外的任意單元輸入都可以，例如是反饋控制系統(未圖示)等。使用直接輸入的Tdl，就不需要Tdl數據表20a，因此能夠以簡單的結構控制開關元件4a和開關元件4b。另一方面，由于反饋控制系統因噪聲等的影響而有可能引起不穩定的動作，所以通過使用從Tdl數據表20a輸出的Tdl，從而能夠有效地抑制功率因數降低以及電源諧波增加。

以下，說明控制部8的動作。在將參照信號S輸入至Tdl數據表20a的情況下，Tdl數據表20a輸出與該參照信號S對應的Tdl，并將該Tdl輸入至切換部21a。

來自Tdl數據表20a的Tdl和從外部直接輸入的Tdl被輸入至切換部21a，在切換部21a中，例如通過用戶操作等選擇一個Tdl，并將所選的Tdl輸入至限幅部22a和加法部29。輸入至限幅部22a的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作為Tdl1被輸入至開關元件4a的驅動信號生成部(第一驅動信號生成部27a)。

此外，輸入至加法部29的Tdl與1/6n的相位相加，加上1/6n的相位而得到的Tdl被輸入至限幅部22b，輸入至限幅部22b的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作為Tdl2被輸入至開關元件4b的驅動信號生成部(第二驅動信號生成部27b)。

輸入至低通濾波器部23a的直流母線電壓Vdc的高頻分量被去除，在減法部28a中求取被去除了高頻分量的直流母線電壓Vdc與母線電壓指令值Vdc*的差值，該差值由控制部24a進行控制。

控制部24a的控制結果和從外部直接輸入的導通期間Ton被輸入至切換部25a，輸入至切換部25a的這些信號例如通過用戶操作等進行選擇，所選的信號作為Ton被輸入至限幅部26a，輸入至限幅部26a的Ton被限制其上限值及下限值，并作為Ton1和Ton2被輸出。

Tdl1、Ton1和過零點ZC被輸入至第一驅動信號生成部27a，第一驅動信號生成部27a輸出例如如圖4所示的開關元件4a的驅動信號SW1。此外，Tdl2、Ton2和過零點ZC被輸入至第二驅動信號生成部27b，第二驅動信號生成部27b輸出例如如圖4所示的開關元件4b的驅動信號SW2。

例如控制部8生成以圖4所示的電源電壓Vrs的過零點ZC為基準使開關元件4a的導通定時延遲規定相位角(導通開始相位Tdl1)之后使開關元件4a在導通期間Ton1導通的驅動信號SW1，并且生成以過零點ZC為基準使開關元件4b的導通定時延遲規定相位角(導通開始相位Tdl2)之后使開關元件4b在導通期間Ton2導通的驅動信號SW2。

另外，作為導通開始相位Tdl1、Tdl2的基準的電壓不限于過零點ZC的電壓，可以是過零點ZC以外的任意時刻的電源電壓的值。

另外，在本實施方式中，作為一個示例，使用直流電源裝置100的輸出功率來作為參照信號S，但是參照信號S不限于輸出功率。也可以使用直流母線電壓Vdc和由母線電流檢測部(未圖示)檢測出的母線電流中的一方或雙方來作為參照信號S，以替代輸出功率。作為其他示例，也可以使用由用于檢測三相交流的輸入側電壓值(輸入電流)的電壓檢測部(未圖示)檢測出的電壓、以及由用于檢測三相交流的輸入側電流值的電流檢測部(未圖示)檢測出的電流中的一方或雙方來作為參照信號S。輸入電流和輸出功率具有如圖9所示的關系，因此通過采用僅檢測輸入電流的結構，能夠期待由削減檢測部所帶來的成本降低的效果。在這種情況下，在Tdl數據表20a中將Tdl1與輸入電流相關聯。

如以上所說明的那樣，本實施方式涉及的直流電源裝置100是將三相交流轉換成直流供給到負載10的直流電源裝置，其包括：電容器6b(第一電容器)和電容器6a(第二電容器)，其串聯連接在連向負載10的輸出端子間；充電部7，其有選擇地對電容器6b和電容器6a中的一方或雙方進行充電；以及控制部8，其用于控制充電部7，其中，控制部8利用充電部7的充電期間(Ton1、Ton2)來控制直流電源裝置100的輸出電壓，并且利用充電部7的以三相交流的基準相位(例如電源電壓Vrs的相位)為基準的充電定時(Tdl1、Tdl2)來控制直流電源裝置100的功率因數和諧波電流。采用這樣的結構，由于對開關元件4a的導通期間Ton1和開關元件4b的導通期間Ton2進行控制以與母線電壓指令值Vdc*一致，所以能夠實現直流母線電壓Vdc的穩定化。

此外，能夠改變開關元件4a的導通開始相位Tdl1和開關元件4b的導通開始相位Tdl2以使由母線電壓檢測部12檢測出的輸出電壓(直流母線電壓Vdc)恒定，從而能夠實現使取決于導通期間Ton1及導通期間Ton2的直流母線電壓Vdc穩定化。此外，能夠對取決于導通開始相位Tdl1及導通開始相位Tdl2的功率因數和諧波電流進行獨立控制。

此外，控制部8進行控制以使Ton1與Ton2為相等的值(Ton1＝Ton2)，Tdl2為Tdl1與1/6n相加所得到的值(Tdl1+1/6n＝Tdl2)，由此能夠減輕運算負荷，因而能夠使用廉價的微機(微型計算機)進行控制，而能夠構成廉價的直流電源裝置100。

此外，能夠通過本實施方式的直流電源裝置100進行從升壓模式a～升壓模式c的動作，因此能夠輸出比通常高的電壓。由此，假設負載10為額定功率負載，則電壓翻倍時電流變成一半。由此，流過負載10的電流減小，因此能夠實現設備的效率化。

實施方式2

圖10是表示本發明的實施方式2涉及的直流電源裝置100的結構示例的圖。圖11是表示圖10所示的控制部8的結構示例的圖。圖12是表示圖10所示的直流電源裝置100的動作波形的圖。與實施方式1的不同之處在于：在圖10所示的直流電源裝置100中追加了用于檢測施加于電容器6a的電壓Vp的電壓檢測部13和用于檢測電容器6b的電壓Vn的電壓檢測部14、以及控制部8的結構。以下，對與實施方式1相同或類似的部分標注相同或類似的符號并省略其說明，這里僅說明不同的部分。

圖11所示的控制部8的主要結構包括Tdl數據表20a、切換部21a、限幅部22a、低通濾波器部23a、減法部28a、控制部24a、切換部25a、限幅部26a、第一驅動信號生成部27a、Tdl數據表20b、切換部21b、限幅部22b、低通濾波器部23b、減法部28b、控制部24b、切換部25b、限幅部26b和第二驅動信號生成部27b。

Tdl數據表20b是，將上述的Tdl1與1/6n的相位相加所得到的Tdl2與輸出功率相關聯地進行列表化。另外，Tdl數據表20b不限于此，例如在使用三相交流的輸入電流作為參照信號S的情況下，在Tdl數據表20b中將Tdl1與輸入電流相關聯。

從控制部8的外部直接輸入的Tdl和從Tdl數據表20b輸出的Tdl輸入至切換部21b。直接輸入的Tdl是相當于Tdl2的信號，該Tdl2是使上述的諧波產生量標準值為最小的Tdl1或使功率因數為最大的Tdl1與1/6n的相位相加所得到的，通過Tdl數據表20b以外的任意單元輸入都可以，例如是反饋控制系統(未圖示)等。使用直接輸入的Tdl，就不需要Tdl數據表20b，因此能夠以簡單的結構控制開關元件4a和開關元件4b。另一方面，由于反饋控制系統因噪聲等的影響而有可能引起不穩定的動作，所以通過使用從Tdl數據表20b輸出的Tdl，從而能夠有效地抑制功率因數降低以及電源諧波增加。

在減法部28a中求取電容器6b的電壓指令Vn*與電壓檢測部14的輸出(Vn)的差值，并將該差值輸入至控制部24a，控制部24a進行控制以使該輸出(Vn)與電壓指令Vn*一致。控制部24a只要是以使輸出(Vn)與電壓指令Vn*一致的方式進行控制的單元即可，可以是任意的控制單元例如比例控制(P控制)、比例積分控制(PI控制)、比例積分微分控制(PID控制)等。

在減法部28b中求取電容器6a的電壓指令Vp*與電壓檢測部13的輸出(Vp)的差值，并將該差值輸入至控制部24b，控制部24b進行控制以使輸出(Vp)與電壓指令Vp*一致。控制部24b只要是以使輸出(Vp)與電壓指令Vp*一致的方式進行控制的單元即可，可以是任意的控制單元例如比例控制(P控制)、比例積分控制(PI控制)、比例積分微分控制(PID控制)等。

以下，說明圖11所示的控制部8的動作。在將參照信號S輸入至Tdl數據表20a的情況下，Tdl數據表20a輸出與該參照信號S對應的Tdl，并將該Tdl輸入至切換部21a。

來自Tdl數據表20a的Tdl和從外部直接輸入的Tdl被輸入至切換部21a，在切換部21a中，例如通過用戶操作等選擇一個Tdl，并將所選的Tdl輸入至限幅部22a。輸入至限幅部22a的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作為Tdl1被輸入至第一驅動信號生成部27a。

電壓檢測部14的輸出(Vn)由低通濾波器部23a去除高頻分量，在減法部28a中求取被去除了高頻分量的輸出(Vn)與電壓指令Vn*的差值，該差值由控制部24a進行控制。

控制部24a的控制結果和從外部直接輸入的導通期間Ton被輸入至切換部25a，輸入至切換部25a的這些信號例如通過用戶操作等進行選擇，所選的信號作為Ton被輸入至限幅部26a，輸入至限幅部26a的Ton被限制其上限值及下限值，并作為Ton1被輸入至第一驅動信號生成部27a。

來自Tdl數據表20b的Tdl和從外部直接輸入的Tdl被輸入至切換部21b，在切換部21b中，例如通過用戶操作等選擇一個Tdl，并將所選的Tdl輸入至限幅部22b。輸入至限幅部22b的Tdl被限制其上限值及下限值，限制了上限值及下限值的Tdl作為Tdl2被輸入至第二驅動信號生成部27b。

電壓檢測部13的輸出(Vp)由低通濾波器部23b去除高頻分量，在減法部28b中，求取被去除了高頻分量的輸出(Vp)與電壓指令Vp*的差值，該差值由控制部24b進行控制。

控制部24b的控制結果和從外部直接輸入的導通期間Ton被輸入至切換部25b，輸入至切換部25b的這些信號例如通過用戶操作等進行選擇，所選的信號作為Ton被輸入至限幅部26b，輸入至限幅部26b的Ton被限制其上限值及下限值，并作為Ton2被輸入至第二驅動信號生成部27b。

Tdl1、Ton1和過零點ZC被輸入至第一驅動信號生成部27a，第一驅動信號生成部27a輸出例如如圖4所示的開關元件4a的驅動信號SW1。此外，Tdl2、Ton2和過零點ZC被輸入至第二驅動信號生成部27b，第二驅動信號生成部27b輸出例如如圖4所示的開關元件4b的驅動信號SW2。

如以上所說明的那樣，本實施方式涉及的直流電源裝置100的控制部8構成為分別獨立地控制導通期間(Ton1、Ton2)和導通開始相位(Tdl1、Tdl2)。采用這樣的結構，能夠獨立地控制驅動信號SW1和驅動信號SW2，例如即使在電容器6a的靜電電容與電容器6b的靜電電容之間存在差異的情況下，也能夠獨立地控制電容器6a的電壓Vp和電容器6b的電壓Vn。通過這樣的控制，能夠消除電壓Vp和電壓Vn的不平衡，防止電壓集中于一個電容器，從而能夠使用耐壓較低的電容器，有助于降低成本。另外，通常分別與電容器6a和電容器6b并聯地連接用于防止不平衡的電阻(未圖示)，但是在本實施方式的控制部8中，由于獨立地控制驅動信號SW1和驅動信號SW2來以補償不平衡，所以不需要電阻，不僅有助于進一步降低成本，而且不會有因電阻的電壓降低所造成的損耗，因此也能夠有助于高效率化。

實施方式3

圖13是表示本發明的實施方式3涉及的直流電源裝置100的結構示例的圖。圖14是表示圖13所示的控制部8的結構示例的圖。與實施方式2的不同之處在于，使用母線電壓檢測部12來替代電壓檢測部13，而控制部8分別獨立地控制導通期間(Ton1、Ton2)和導通開始相位(Tdl1、Tdl2)。以下，對與實施方式2相同或類似的部分標注相同或類似的符號并省略其說明，這里僅說明不同的部分。

除了圖11所示的控制部8的各結構要素以外，圖14所示的控制部8還具備減法部28c。電壓檢測部14的輸出(Vn)和直流母線電壓Vdc輸入至減法部28c，在減法部28c中求取其差值(Vp)。即，實施方式3的控制部8通過從直流母線電壓Vdc減去電壓Vn，能夠推測出電容器6a的電壓Vp，第二驅動信號生成部27b使用該電壓Vp能夠生成驅動信號SW2。其他的結構要素與實施方式2的控制部8相同，因此省略說明。這樣，使用電壓檢測部14和母線電壓檢測部12的結構也能夠獲得與實施方式2相同的效果。另外，在實施方式3中，是使用電壓檢測部14和母線電壓檢測部12來推測電容器6a的電壓Vp的，但是也可以使用電壓檢測部13和母線電壓檢測部12來推測電容器6b的電壓Vn。

實施方式4

圖15是表示本發明的實施方式4涉及的制冷循環應用設備的結構示例的圖。圖16是表示圖15所示的制冷循環應用設備的電動機轉速與直流母線電壓Vdc之間的關系的圖。在本實施方式中，對使用實施方式1的直流電源裝置100的制冷循環應用設備進行說明。作為使用實施方式1的直流電源裝置100的制冷循環應用設備，設想有例如空調機、熱泵熱水器、冰箱和制冷機等，圖15中作為直流電源裝置100的負載10的一個示例示出了制冷空調裝置。該制冷空調裝置具有逆變器30、壓縮機31、電動機32、以及制冷循環33。另外，在本實施方式中，對應用了實施方式1的直流電源裝置100的制冷循環應用設備的結構示例進行說明，但是也可以使用實施方式2或3的直流電源裝置100來替代實施方式1的直流電源裝置100。

逆變器30根據從直流電源裝置100供給的直流母線電壓Vdc的中性點電壓(Vdc/2)來進行動作，以可變速度、可變電壓來驅動內置于壓縮機31的電動機32。通過驅動電動機32，在壓縮機31內制冷循環33內的制冷劑被壓縮，通過使制冷循環33動作來進行制冷或制熱等所需的動作。這樣構成的制冷循環應用設備，能夠具有由實施方式1～3涉及的直流電源裝置100帶來的效果。

即，利用Ton1來控制開關元件4a，利用Ton2來控制開關元件4b，由此直流母線電壓Vdc被控制成為恒定值，再將直流母線電壓Vdc供給到負載10，由此能夠實現負載10的穩定動作。此外，通過控制開關元件4a的導通開始相位Tdl1和開關元件4b的導通開始相位Tdl2，能夠降低諧波產生量標準值，使諧波產生量為限值以下，從而能夠實現電抗器3的小型輕量化。此外，進行控制來實現高功率因數，由此能夠降低同一負載時的輸入電流，并且能夠提高向負載10供給的電力。因此，能夠相對地提高制冷或制熱的能力。

此外，根據本實施方式涉及的制冷循環應用設備，還能夠獲得以下效果。通常，在與目標溫度之間的差距較大的情況下，制冷空調裝置以提高能力來迅速地接近目標溫度的方式進行動作。此時，逆變器30通過提高電動機32的轉速來增加由壓縮機31進行壓縮的制冷劑量，從而提高能力。電動機32的驅動所需要的電壓值如圖16所示那樣與電動機32的轉速成比例地增加，在電動機32的感應電壓較低的情況下為如電動機電壓Vm1(圖中的虛線)那樣的特性，在電動機32的感應電壓較高的情況下為如電動機電壓Vm2(圖中的點劃線)那樣的特性。在使用感應電壓較高的電動機32的情況下，能夠與從逆變器30供給的電壓的增加相應地以較小的電流驅動電動機32。因此，逆變器30的損耗減小，能夠進行高效率的運轉。

但是，在以全波整流模式動作的情況下，由于直流母線電壓Vdc較低，所以能夠進行高效率運轉的最大轉速的上限值為N1。在其以上的轉速時，雖然能夠通過使用弱磁控制來進行運轉，但由于電流增加而效率變差。

在實施方式1～3的直流電源裝置100中，與電動機32的轉速上升對應地，在到轉速N1為止的區間切換為全波整流模式，在從轉速N1到轉速N2的區間切換為升壓模式b，在轉速N2時切換為升壓模式a(倍壓模式)，在轉速N2以上的區間切換為升壓模式c，由此能夠提升直流母線電壓Vdc。因此，能夠高效率且高速地驅動電動機32。此外，在轉速N1以上的區間，以在與Vm2大致相等的值的直流母線電壓Vdc進行動作，由此逆變器30以調制系數較高的狀態進行動作，因而PWM的開關脈沖數減少。因此，能夠降低逆變器30的開關損耗，減少電動機32的高頻鐵損，從而實現高效率化。此外，通過以升壓模式c進行動作，能夠輸出比升壓模式a(倍壓模式)更高的電壓。因此，能夠通過因電動機32的高匝數化產生的感應電壓的增加來實現高效率化。

此外，在直流電源裝置100中，以使直流母線電壓Vdc與母線電壓指令值Vdc*一致的方式控制開關元件4a和開關元件4b。因此，根據電動機32的轉速以及負載10的功率來改變母線電壓指令值Vdc*，由此能夠以適合于負載10的最佳直流母線電壓Vdc進行動作，能夠降低逆變器30的損耗。

在利用三相電源的情況下，將開關元件4a和開關元件4b的開關頻率在全波整流模式和升壓模式a時設為電源頻率的三倍頻率，在升壓模式b和升壓模式c時設為電源頻率50Hz和60Hz的最小公倍數的三倍頻率(900Hz等)，由此能夠將開關頻率的上升抑制在最小限度，并且避免過電流切斷而以最大效率進行動作。

此外，近年來，雖然從使用釹(Nd)或鏑(Dy)等高價且難以穩定供給的稀土類磁鐵的電動機轉向不使用稀土類磁鐵的電動機的研究有所進展，但是存在效率下降以及耐退磁力下降的問題。在實施方式1～3的直流電源裝置100中，如上述那樣能夠通過基于升壓的高匝數化來補償效率下降，此外，對于耐退磁力的下降，能夠通過升壓來抑制弱磁控制，從而能夠使用可穩定供給且廉價的電動機。

此外，作為向實施方式1～3的直流電源裝置100供給的交流電源1的電源電壓，存在200V/400V等各種電壓。因此，如果根據每個銷售地的各種電源狀況來設計電動機32，則電動機規格會有多種，電動機32的評估負擔以及開發負擔増大。實施方式1～3的直流電源裝置100，例如在三相交流電源電壓為200V的情況下以升壓模式a(倍壓模式)進行動作，在三相交流電源電壓為400V的情況下以全波整流模式進行動作，由此直流母線電壓Vdc在三相交流電源電壓為200V的情況下和三相交流電源電壓為400V的情況下都為相同的值，能夠以相同的電動機規格進行驅動。此外，在三相交流電源電壓為400V的情況下以全波整流模式進行動作時，如果電源電壓變動則直流母線電壓Vdc也變動，但是例如在以全波整流模式進行動作時直流母線電壓Vdc低于預期值的情況下，只要使用升壓模式b來使直流母線電壓Vdc升壓就能夠減少因電源電壓變動所產生的影響，能夠使逆變器20以恒定電壓進行動作。如果在從升壓模式a切換至升壓模式b時改變開關頻率，則在相互轉換的區間進行開關頻率改變，因此動作有可能變得不穩定。在這種情況下，通過設置磁滯或者使頻率線性地變化(例如150Hz～900Hz線性地增加)，能夠消除不穩定。

而且，在交流電源1是三相交流電源的情況下，在各升壓模式中，以由電源電壓檢測部檢測出的三相交流頻率的3n倍對開關元件4a和開關元件4b交替地進行導通控制，由此三相交流的各相電流的波形成為相似形狀。因此，不會產生各相電流的不平衡，而且各相電流的失真率為極小值，能夠改善功率因數并抑制諧波電流。

如以上說明的那樣，根據本實施方式涉及的制冷循環應用設備，能夠具有由實施方式1～3的直流電源裝置100帶來的效果。

此外，與電動機32的轉速上升對應地，切換成全波整流模式、升壓模式b、升壓模式a(倍壓模式)、升壓模式c，由此能夠高效率且高速地驅動電動機32。

此外，由于能夠通過因電動機32的高匝數化產生的感應電壓的增加來實現高效率化，因此能夠使用可穩定供給且廉價的電動機32。

此外，不改變電動機規格就能夠對應不同的電源電壓，因此能夠減輕電動機32的評估負擔以及開發負擔。

此外，在供給三相交流電源的情況下，在各升壓模式中，以基于電源電壓檢測部的檢測結果所得到的三相交流頻率的3n倍進行開關，由此三相交流的各相電流的波形成為相似形狀，不會產生各相電流的不平衡，并且各相電流的失真率成為極小值，能夠改善功率因數并抑制諧波電流。

另外，在上述的實施方式中，作為構成充電部7的開關元件及逆流防止元件，通常主流地使用以硅(Si：silicon)為材料的Si基半導體，但是也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化鎵(GaN)或金剛石作為材料的寬禁帶(WBG)半導體。即，構成充電部7的開關元件4a、開關元件4b、逆流防止元件5a和逆流防止元件5b中的至少一個可以由寬禁帶半導體形成。

由這樣的WBG半導體形成的開關元件及逆流防止元件的耐電壓性較高，且容許電流密度也較高。因此，能夠實現開關元件及逆流防止元件的小型化，通過使用這些小型化的開關元件及逆流防止元件，能夠實現使用這些元件構成的直流電源裝置100的小型化。

此外，由這樣的WBG半導體形成的開關元件及逆流防止元件的耐熱性也較高。因此，能夠實現散熱器的散熱片的小型化、以及水冷部換成氣冷部，所以能夠使直流電源裝置100進一步小型化。

而且，由這樣的WBG半導體形成的開關元件及逆流防止元件的電力損耗較低。因此，能夠實現開關元件及逆流防止元件的高效率化，進而能夠實現直流電源裝置100的高效率化。

另外，優選開關元件及逆流防止元件雙方由WBG半導體形成，但是也可以是任一方元件由WBG半導體形成，也能夠獲得上述的效果。

此外，在上述的實施方式中，作為開關元件列舉了，例如功率晶體管、功率MOSFET、IGBT，不過，使用作為高效率開關元件而公知的超級結構造的MOSFET、絕緣柵半導體裝置、雙極性晶體管等也能夠獲得同樣的效果。

此外，控制部能夠由CPU(Central Processing Unit，中央處理單元)或DSP(Digital Signal Processor，數字信號處理器)、微機(微型計算機)的離散系統構成，但是除此以外，也可以由模擬電路或數字電路等的電路元件等構成。

另外，以上的實施方式所示的結構僅是本發明的結構的一個示例，當然也能夠與其他公知技術組合，并且也能夠在不脫離本發明要旨的范圍內省略一部分等進行變更而構成。

如上所述，本發明能夠適用于直流電源裝置，特別是作為能夠實現高效率化以及成本降低的發明是有效的。