圓極化微帶雙工天線的制作方法

本發明涉及無線通信技術領域，特別涉及一種圓極化微帶雙工天線。

背景技術：

天饋系統是無線通信系統的最前端，是無線通信系統不可缺少的關鍵部件。天饋系統主要包括天線、濾波器和雙工器，傳統方法是三者單獨設計，然后再進行連接。缺點是三者都需要獨自的匹配網絡與50歐姆饋線進行匹配，容易帶來體積大、總量重的問題，同時，過多的匹配網絡帶來了損耗大的缺點。

隨著無線通信的發展，通信系統越來越趨向于小型化和集成化，因此，一體化的天饋系統具有極大的需求。雙工天線將天線、濾波器、雙工器等前端器件聯合進行設計，能夠使得射頻前端系統的結構更加緊湊，減少不必要的損耗引入，使得通信系統的小型化和集成化更加容易實現。

在現有的雙工天線中，實現雙工天線主要利用多頻天線聯合雙工器的設計方法實現濾波雙工天線，或者通過多模天線聯合濾波器的設計方法實現濾波雙工天線。目前提出的雙工天線主要是線極化雙工天線，而且天線的發射接收頻率間的間隔較大，端口隔離度一般在20-30db之間，天線的增益在5dbi以下。

圓極化天線相對于線極化天線來說，其能夠接收任意方向的電磁波，因此能夠有效抵抗無線通信中的多徑衰落效應以及克服由線極化天線引起的極化失配問題。因此，圓極化天線在rfid，gps，北斗衛星系統等無線通信系統得到了廣泛的應用。

因此，目前的同極化雙工天線總體來說存在端口隔離度不高，天線收發頻率間隔較大，天線的增益不高的缺點。而且，目前的同極化雙工天線基本上為線極化雙工天線，比較少有圓極化雙工天線。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題在于，提供一種圓極化微帶雙工天線，與現有的同極化雙工天線相比，天線的發射與接收頻率間隔較近，天線發射接收的端口隔離度高，并且天線的發射端口發射的電磁波和接收端口接收的電磁波均為圓極化波。

為解決上述技術問題，本發明提供如下技術方案：一種圓極化微帶雙工天線，包括微帶貼片天線、兩個饋電探針、具備雙工功能的雙工功率分配網絡、發送端口以及接收端口；其中

兩個所述饋電探針均與所述雙工功率分配網絡連接；

所述雙工功率分配網絡包括功率分配微帶線、發送微帶帶阻濾波器、發送阻抗變換微帶線、接收微帶帶阻濾波器和接收阻抗變換微帶線；所述發送微帶帶阻濾波器一端與所述發送端口相連、另一端通過所述發送阻抗變換微帶線與所述功率分配微帶線相連；所述接收微帶帶阻濾波器一端與接收端口相連、另一端通過所述接收阻抗變換微帶線與所述功率分配微帶線相連；

所述饋電探針包括水平微帶和垂直金屬探針，所述垂直金屬探針的一端連接所述水平微帶的中心，所述垂直金屬探針的另一端與所述功率分配微帶線相連。

進一步地，所述饋電探針為t型饋電探針，即所述水平微帶和垂直金屬探針相互垂直連接。

進一步地，所述發送微帶帶阻濾波器通過所述發送阻抗變換微帶線與所述功率分配微帶線相連；其中，發送阻抗變換微帶線與功率分配微帶線的連接位置處把功率分配微帶線分成兩段線，此兩段線之間的長度之差為λg發/4；所述接收微帶帶阻濾波器通過所述接收阻抗變換微帶線與所述功率分配微帶線相連；其中，接收阻抗變換微帶線與功率分配微帶線的連接位置處同樣把功率分配線分成兩段線，此兩段線的之間長度之差為λg收/4；其中，λg發為發送信號在所述功率分配微帶線上的波長，λg收為接收信號在所述功率分配微帶線上的波長。

進一步地，所述發送微帶帶阻濾波器包括兩段第一末端開路微帶線和一段第一連接微帶線，所述連接微帶線的兩端分別接兩段所述第一末端開路微帶線，所述第一末端開路微帶線的長度和寬度使得頻率為f發的發送信號能夠通過、而頻率為f收的接收信號不能通過，所述第一連接微帶線的長度和寬度使得頻率為f發的發送信號能夠通過、而頻率為f收的接收信號不能通過。

進一步地，所述接收微帶帶阻濾波器由兩段第二末端開路微帶線和一段第二連接微帶線組成，所述第二連接微帶線的兩端分別接兩段所述第二末端開路微帶線，所述第二末端開路微帶線的長度和寬度使得頻率為f收的接收信號能夠通過、而頻率為f發的發送信號不能通過，所述第二連接微帶線的長度和寬度使得頻率為f收的接收信號能夠通過、而頻率為f發的發送信號不能通過。

進一步地，所述發送微帶帶阻濾波器和所述接收微帶帶阻濾波器的工作通帶相反，且所述發送微帶帶阻濾波器和所述接收微帶帶阻濾波器的阻帶頻率相反。

進一步地，所述發送阻抗變換微帶線的長度和寬度滿足以下要求：滿足在頻率為f收的接收信號條件下，在發送端口接匹配負載時，發送阻抗變換微帶線與功率分配微帶線的連接端的阻抗接近開路。

進一步地，所述接收阻抗變換微帶線的長度和寬度滿足以下要求：滿足在頻率為f發的發送信號條件下，在接收端口接匹配負載時，接收阻抗變換微帶線與功率分配微帶線的連接端的阻抗接近開路。

進一步地，所述發送阻抗變換微帶線和接收阻抗變換微帶線工作于不同頻率；所述發送阻抗變換微帶線為35.4ω阻抗變換線，其長度為λg收/4；所述接收阻抗變換微帶線也為35.4ω阻抗變換線，其長度為λg發/4；其中，λg發為發送信號在所述功率分配微帶線上的波長，λg收為接收信號在所述功率分配微帶線上的波長。

進一步地，所述的圓極化微帶雙工天線還包括兩個平行放置的上層介質基板和下層介質基板，所述下層介質基板的上表面覆蓋有金屬的反射地板，底面設置雙工功率分配網絡；所述微帶貼片天線印刷在所述上層介質基板上表面；所述探針的水平微帶印刷在所述上層介質基板的下表面。

采用上述技術方案后，本發明至少具有如下有益效果：

1、本發明將圓極化天線的功率分配網絡與雙工網絡設計結合在一起，設計了一個既具有雙工功能、又具有功率分配功能的雙工功率分配網絡；天線的發射端口以及接收端口的功率分配以及信號的移相均通過一段共同的接近低頻工作頻帶四分之一波長的功率分配微帶線來實現，因此天線的結構比較緊湊；同時通過在發送端口設置發送微帶帶阻濾波器，在接收端口設置接收微帶帶阻濾波器，實現了發送與接收端口間的高隔離度；

2、本發明發射與接收的信號均通過t型探針上的微帶與貼片天線進行耦合，由于經過功率分分配微帶線移相后，兩個端口的信號在兩個t型探針的水平微帶上的相位均是微帶為x方向的探針相位超前于微帶為y方向上的探針，因此實現了發射接收同極化，且均為圓極化；

3、本發明發送接收互擾小，通過在發送微帶帶阻濾波器與功率分配微帶線間插入發送阻抗變換微帶線，發射支路不會對功率分配微帶線上的接收信號產生影響；通過在接收微帶帶阻濾波器與功率分配微帶線間插入接收阻抗變換微帶線，能夠使得在發送端口工作時，接收支路不會對功率分配微帶線上的發送信號產生影響。因此，發送接收之間的互擾較小；

4、現有的同極化雙工天線，通常是基于帶通濾波器的設計方法進行設計，而帶通濾波器通帶較關注于通帶內的設計，在距離通帶比較近的帶外，抑制信號通過的效果一般不是很好，而想要提高帶通濾波器的帶外抑制通常需要增加帶通濾波器的階數，使得濾波器的設計更加復雜，尺寸增加；而本發明采用帶阻濾波器的方法設計同極化的圓極化雙工天線，其在距離通帶較近的一側的頻帶能夠產生傳輸零點，抑制信號通過的效果較好，因此能實現比較小的發送接收頻率間隔，并保持較好的發射接收隔離特性。

附圖說明

圖1為本發明圓極化微帶雙工天線的總結構示意圖以及主要組成部分的編號標注；

圖2為本發明圓極化微帶雙工天線的總結構示意圖以及細化的編號標注；

圖3為本發明圓極化微帶雙工天線的的正面剖視圖；

圖4為本發明圓極化微帶雙工天線的上層介質基板的俯視圖；

圖5為本發明圓極化微帶雙工天線的上層介質基板的仰視圖；

圖6為本發明圓極化微帶雙工天線的下層介質基板的俯視圖；

圖7為本發明圓極化微帶雙工天線的下層介質基板的仰視圖；

圖8為本發明圓極化微帶雙工天線的上層介質基板上表面結構的尺寸標注圖；

圖9為本發明圓極化微帶雙工天線的上層介質基板下表面結構的尺寸標注圖；

圖10為本發明圓極化微帶雙工天線的下層介質基板上表面結構的尺寸標注圖；

圖11為本發明圓極化微帶雙工天線的下層介質基板上功率分配線的尺寸標注圖；

圖12為本實施例發送帶阻濾波器實例的仿真s參數曲線圖；

圖13為本實施例接收帶阻濾波器實例的仿真s參數曲線圖；

圖14為本實施例發送變換微帶線連接發送微帶帶阻濾波器的仿真s參數、以及發送端口接匹配負載后的阻抗圖；

圖15為本實施例接收變換微帶線連接接收微帶帶阻濾波器的仿真s參數、以及接收端口接匹配負載后的阻抗圖；

圖16為本實施例圓極化微帶雙工天線的測試s參數曲線圖；

圖17(a)為本實施例接收端口(2.2ghz)激勵的xoz面仿真方向圖；

圖17(b)為本實施例接收端口(2.2ghz)激勵的yoz面仿真方向圖；

圖18(a)為本實施例發送端口(2.4ghz)激勵的xoz面仿真方向圖；

圖18(b)為本實施例發送端口(2.4ghz)激勵的yoz面仿真方向圖；

圖19為本實施例天線的仿真增益隨頻率變化曲線；

圖20為本實施例天線的仿真軸比隨頻率變化曲線圖。

具體實施方式

需要說明的是，在不沖突的情況下，本申請中的實施例及實施例中的特征可以相互結合，下面結合附圖和具體實施例對本申請作進一步詳細說明。

參照圖1、圖2及圖3，本發明提供一種同極化的圓極化微帶雙工天線，包括一個正方形的微帶貼片天線1、兩個用于饋電的t型探針2、一個帶有雙工功能的功率分配網絡3、發送端口31以及接收端口32，所述雙工功率分配網絡3包括功率分配微帶線4、發送微帶帶阻濾波器7、發送阻抗變換微帶線5、

接收微帶帶阻濾波器8和接收阻抗變換微帶線6。

發送微帶帶阻濾波器7的一端與發送端口31相連，另一端通過發送阻抗變換微帶線5與功率分配微帶線4在距離功率分配微帶線兩端的長度之差為λg發/4的位置處相連，λg發為發送信號在功率分配微帶線4上的波長。

接收微帶帶阻濾波器8的一端與接收端口32相連，另一端通過接收阻抗變換微帶線6與功率分配微帶線4在距離功率分配微帶線兩端的長度之差為λg收/4的位置處相連，λg收為接收信號在功率分配微帶線4上的波長。

發送阻抗變換微帶線5和接收阻抗變換微帶線6是左右兩段工作在不同頻率下的長度為λg收/4及λg發/4的35.4ω阻抗變換線。微帶阻抗變換線5、6之后分別是兩段低阻抗傳輸線20、23，隨后通過兩段50ω的傳輸線24、25連接到射頻系統的兩個端口。四段加載的l型終端開路枝節線18、19、21、22分別加載在兩段低阻抗線20、23的兩端，與兩段低阻抗線組成了發送接收端口的兩個帶阻濾波器。兩個帶阻濾波器的工作通帶與阻帶頻率正好相反。

發送微帶帶阻濾波器7由兩段末端開路的微帶線18、19和一段連接微帶線20組成，連接微帶線20兩端分別接兩個開路微帶線18、19。末端開路微帶線18、19和連接微帶線20的長度和寬度通過合理選擇使得在頻率為f發的發送信號能夠通過、而頻率為f收的接收信號不能通過。作為一個實例，當要求f發＝2.4ghz，f收＝2.2ghz時，可以采用相對介電常數為2.55、厚度為h＝0.8mm的介質板做基板，開路微帶線18的長度取26.5mm、寬度取0.5mm，開路微帶線19的長度取26.04mm、寬度取0.5mm，連接微帶線20的長度取25.7mm、寬度取9mm，圖12是這個時候的發送微帶帶阻濾波器的s參數，可以看到在頻率為2.4ghz時其s12為-1.95db、在頻率為2.2ghz時其s12為-40.8db，實現了通過發送信號而阻隔接收信號的功能。

接收微帶帶阻濾波器8由兩段末端開路的微帶線21、22和一段連接微帶線23組成，連接微帶線23兩端分別接兩個開路微帶線21、22。末端開路微帶線21、22和連接微帶線23的長度和寬度通過合理選擇使得在頻率為f收的接收信號能夠通過、而頻率為f發的發送信號不能通過。作為一個實例，當要求f發＝2.4ghz，f收＝2.2ghz時，可以采用相對介電常數為2.55、厚度為h＝0.8mm的介質板做基板，開路微帶線21的長度取26.8mm、寬度取0.5mm，開路微帶線22的長度取26.19mm、寬度取0.5mm，連接微帶線23的長度取25.5mm、寬度取14mm，圖13是這個時候的接收微帶帶阻濾波器的s參數，可以看到在頻率為2.2ghz時其s12為-1.65db、在頻率為2.4ghz時其s12為-41.5db，實現了通過接收信號而阻隔發送信號的功能。

發送阻抗變換微帶線5通過適當選取其長度和寬度，保證對于頻率為f收的接收信號而言，其在與功率分配微帶線4的連接端的阻抗(發送端口31接匹配負載時)為很大(接近開路)，從而不影響頻率為f收接收信號在功率分配微帶線4上的傳輸。作為一個實例，當要求f發＝2.4ghz，f收＝2.2ghz時，可以采用相對介電常數為2.55、厚度為h＝0.8mm的介質板做基板，發送阻抗變換微帶線5的長度取23.5mm、寬度取3.67mm，連接上述的發送微帶帶阻濾波器的實例，其s參數、以及發送端口31接匹配負載后的阻抗如圖14所示。可以看到，在f收＝2.2ghz時，阻抗大于1000歐姆，而對于頻率為f發＝2.4ghz的發送信號則衰減很少。

接收阻抗變換微帶線6通過適當選取其長度和寬度，保證對于頻率為f發的發送信號而言，其在與功率分配微帶線4的連接端的阻抗(接收端口32接匹配負載時)為很大(接近開路)，從而不影響頻率為f發發送信號在功率分配微帶線4上的傳輸。作為一個實例，f發＝2.4ghz，f收＝2.2ghz時，可以采用相對介電常數為2.55、厚度為h＝0.8mm的介質板做基板，接收阻抗變換微帶線6的長度取19.5mm、寬度取3.67mm，連接上上述的接收微帶帶阻濾波器的實例，其s參數、以及接收端口32接匹配負載后的阻抗如圖15所示。可以看到，在f收＝2.4ghz時，阻抗大于1000歐姆，而對于頻率為f發＝2.2ghz的接收信號則衰減很少。

所述圓極化微帶雙工天線，還包括兩個平行放置的上層介質基板9和下層介質基板11，下層介質基板11的上表面覆蓋有金屬的反射地板10，底面設置本天線的反相功率分配網絡3。

所述微帶貼片天線1包括印刷在上層介質基板9上表面的正方形金屬貼片1。

所述的t型探針由印刷在上層介質基板9下表面的金屬微帶12、13和接在金屬微帶12、13中心的金屬探針14、15組成，金屬探針14、15的另一端分別穿過反射地板10和下層介質基板11上的通孔16、17與功率分配微帶線4的兩端相連。

當發送時，發送信號從發送端口31送入，經過發送微帶帶阻濾波器7和發送阻抗變換微帶線5送入功率分配微帶線。經過功率分配微帶線的信號被以相同的幅度、相差90度的相位分配到兩個t型的探針12、13、14、15處，并通過t型探針上的微帶12、13耦合給輻射貼片1。由于兩個微帶12、13垂直放置，能夠在輻射貼片上激勵起兩個空間相互正交的電磁波。又由于經過饋電網絡到達兩個微帶12、13處的信號幅度相等，相位相差90度，因此能夠在輻射貼片上激勵起一個圓極化的電磁波。

當接收時，接收信號從輻射貼片天線1處接收，并耦合給t型探針12、13、14、15。接收信號經過t型探針12、13、14、15后被送入到功率分配微帶線4的兩端。此時，功率分配微帶線4兩端的信號也是幅度相等，相位相差90度。功率分配微帶線4兩端的信號分別經過相位相差90度的功率分配微帶線到達接收阻抗變換微帶線6時剛好以相同的相位疊加，隨后經過接收阻抗變換微帶線6和接收微帶帶阻濾波器8，從接收端口32輸出。

圖4、圖5、圖6、圖7分別為兩個介質基板上下表面的電氣結構圖，條紋填充部分為導體銅覆蓋的結構，其余部分為介質基板。

圖8、圖9、圖10、圖11為各部分電氣結構的尺寸標注圖。

結合圖2、圖8、圖9、圖10、圖11的尺寸標注，本實施例中天線的具體參數如下：兩個介質板的材料和尺寸相同，厚度c為0.8mm，寬度b為120mm，長度a為120mm。兩個介質板之間的高度h為8mm。正方形貼片的邊長1a及距離介質板邊緣的間距分別為47.5mm、36.25mm。兩個用于耦合的細長微帶長2a、寬2b，距離介質板邊緣的距離2c分別為2mm、6.5mm、49mm。功率分配網絡的主要尺寸4a、4b、4c、4d分別為27.85mm、2.3mm、4.75mm、2.18mm。兩段35.4ω的阻抗變換線的長度5a和6a分別為23.5mm及19.5mm，寬度5b、6b均為3.67mm。四段末端開路的l型枝節線的寬度18b均為0.5mm，長度18a、19a、21a、22a分別為26.5mm、26.04mm、26.8mm、26.19mm。兩段低阻抗傳輸的長度20a、23a和寬度20b、23b分別為25.7mm、25.5mm、9mm、14mm。連接到端口的兩段傳輸線的長度24a、25a分別為9.65mm、13.85mm，寬度分別為2.25mm。該天線的發送端口31工作在2.4ghz的頻帶。接收端口32工作在2.2ghz的頻帶。在兩個頻帶內，兩個端口的隔離度均大于43db，如圖16所示。兩個工作頻帶范圍內，天線的增益基本上都大于6dbi，交叉極化大于15db，如天線的仿真測試方向圖17、圖18所示。在天線的接收端口32工作時，天線在發送端口31工作頻率2.2ghz處的增益為6.1dbi，而在發送端口31工作頻率2.4ghz處的增益則迅速下降到了-30dbi以下，增益差達到了35db以上，如圖19。同理，在天線的發送端口31工作時，天線在發送端口31工作頻率2.4ghz處的增益為6.9dbi，而在接收端口32工作頻率2.2ghz處的增益也迅速下降到了-30dbi以下，增益差同樣達到了35db以上，如圖19所示，圖中所示的端口1代表發送端口31、端口2代表接收端口32。在天線的發送端口31工作時，天線在發送端口31工作頻率范圍內，軸比小于1.8db；在天線的發送端口31工作時，天線在發送端口31工作頻率范圍內，軸比小于2.2db，如圖20所示，圖中所示的端口1代表發送端口31、端口2代表接收端口32，天線的兩個端口均顯示了良好的圓極化特性。

盡管已經示出和描述了本發明的實施例，對于本領域的普通技術人員而言，可以理解的是，在不脫離本發明的原理和精神的情況下可以對這些實施例進行多種等效的變化、修改、替換和變型，本發明的范圍由所附權利要求及其等同范圍限定。