一種基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器的制作方法
本發明涉及射頻通信濾波技術領域，尤其涉及一種基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器。
背景技術：
與單端電路相比，差分電路憑借其高抗噪聲和串擾的能力在微波電路和通信系統中扮演著極其重要的角色。適應于這一趨勢，很多具有良好性能的差分濾波器已被廣泛地探索和研究。在早期的設計中，許多差分濾波器采用了印刷電路板技術，低溫共燒陶瓷技術和基片集成波導技術實現的諧振器，但它們存在著低品質因數(Q)的缺點，限制了其在某些實際工程中的應用。
介質諧振器由于具有高Q值，小體積和優異溫度穩定性的優勢，現已廣泛應用于現代無線通信系統中。采用雙模或多模諧振器能夠實現濾波器尺寸的小型化。例如，雙模諧振器作為一種最簡單的多模結構，它能夠等效為一個雙調諧電路。當濾波器的階數給定時，使用的諧振器數目就能縮減一半，這能夠有效地減小濾波器體積。
最近，有提出利用TE11δ模矩形介質諧振器和TE01δ模圓環形介質諧振器設計了兩種差分濾波器。然而，所設計的差分濾波器的體積相對較大，這是因為采用的介質諧振器都是以單模工作。
技術實現要素：
本發明針對現有技術中存在的，基于介質諧振器的差分濾波器體積較大的問題，提供了一種基于雙模介質諧振器的差分濾波器，能夠有效減小濾波器的體積。
本發明解決其技術問題所采用的技術方案是：構造一種基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器，包括金屬腔體、固定設置在金屬腔體內的兩組差分激勵結構和橫截面呈十字形的雙模介質諧振器、設置在金屬腔體外壁上的與兩組差分激勵結構對應連接的兩組微波接頭，所述雙模介質諧振器等效于兩個相同的矩形介質諧振器正交形成，每一組差分激勵結構互為鏡像且分別與一個等效的矩形介質諧振器的兩端部正對設置，其中，一組差分激勵結構用于信號輸入，另一組差分激勵結構用于信號輸出。
優選的，等效的兩個矩形介質諧振器在相交處形成四個拐角，至少一對互為對角的拐角處設置有兩個用于分離正交模式的沿雙模介質諧振器的高度方向延伸的微擾件，微擾件和雙模介質諧振器具有相同的介電常數。
優選的，所述微擾件橫截面呈方形。
優選的，等效的兩個矩形介質諧振器的主模均為TE11δ模。
優選的，差分激勵結構為饋電探針，包括與金屬腔體內壁垂直的第一饋電部以及自第一饋電部的端部起豎直向下延伸形成的第二饋電部。
優選的，所述微波接頭包括與第一饋電部對接的內導體以及嵌套在內導體外部的與金屬腔體外壁相連的外導體。
優選的，所述濾波器還包括固定設置在所述金屬腔體底部的用于承載所述雙模介質諧振器的底座。
優選的，所述金屬腔體包括主體部、金屬蓋板，所述主體部包括四個第一側壁以及四個連接相鄰的第一側壁的第二側壁，任意相鄰的兩個第一側壁垂直設置，任意相鄰的兩個第二側壁垂直設置，每兩個相對的第一側壁安裝一組差分激勵結構。
實施本發明的基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器，具有以下有益效果：本發明采用的諧振器由兩個相同的矩形介質諧振器正交形成，根據矩形介質諧振器固有的電磁特性，每個矩形諧振器的主模都可以被一對位于其兩側的饋電探針差分激勵，由于采用雙模介質諧振器的原因，濾波器僅需要一個金屬腔體，從而具有尺寸小型化的優勢。進一步優選的，本發明還可以在兩個矩形介質諧振器相交形成的一對相對拐角處設置兩個用于正交模式分離的微擾件。
附圖說明
下面將結合附圖及實施例對本發明作進一步說明，附圖中：
圖1是本發明基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器的較佳實施例的主透視圖；
圖2是本發明基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器的較佳實施例的俯視圖；
圖3是雙模介質諧振器的結構示意圖；
圖4是雙模介質諧振器主模TE11δ模的電磁場在x-y平面內的分布示意圖；
圖5是雙模介質諧振器的TE11δx模的差分激勵原理示意圖；
圖6是差分雙模介質濾波器在差模工作狀態下的耦合路徑；
圖7是微擾件的參數a和耦合系數之間的關系；
圖8是饋電探針的參數l1和l3與外部Q值之間的關系；
圖9是饋電探針的參數l2與外部Q值之間的關系；
圖10是耦合矩陣M對應的頻率響應與仿真頻率響應的對比圖；
圖11是差分雙模介質濾波器的仿真和實測結果示意圖。
具體實施方式
本發明的差分濾波器所采用的諧振器等效于兩個相同的矩形介質諧振器正交形成，根據矩形介質諧振器固有的電磁特性，每個矩形諧振器的主模都可以被一對位于其兩側的饋電探針差分激勵，由于采用雙模介質諧振器的原因，濾波器僅需要一個金屬腔體，從而具有尺寸小型化的優勢。
為了更好的理解上述技術方案，下面將結合說明書附圖以及具體的實施例對上述技術方案進行詳細的說明，應當理解本發明實施例以及實施例中的具體特征是對本申請技術方案的詳細的說明，而不是對本申請技術方案的限定，在不沖突的情況下，本發明實施例以及實施例中的技術特征可以相互組合。
參考圖1-2，較佳實施例中，差分濾波器包括金屬腔體1、固定設置在金屬腔體1內的兩組差分激勵結構21、22和雙模介質諧振器3、設置在金屬腔體1的外壁上的與兩組差分激勵結構21、22對應連接的兩組微波接頭，如圖中，端口1-1’為一組微波接頭，端口2-2’為另一組微波接頭。
其中，金屬腔體1包括高度為l4的主體部以及封蓋所述主體部的金屬蓋板，所述主體部包括四個第一側壁11以及四個連接相鄰的第一側壁11的第二側壁12，第一側壁11的寬度大于第二側壁12的寬度，任意相鄰的兩個第一側壁11垂直設置，任意相鄰的兩個第二側壁12垂直設置。實際上，其橫截面等效于一個邊長為w1的正方形的四個拐角被切除形成。
每兩個相對的第一側壁11安裝一組差分激勵結構21或者差分激勵結構22。差分激勵結構21互為鏡像且與一個等效的矩形介質諧振器31的兩端部正對設置，同理，差分激勵結構22互為鏡像且與一個等效的矩形介質諧振器32的兩端部正對設置。一組差分激勵結構21/22用于信號輸入，另一組差分激勵結構22/21用于信號輸出，它們具有相同的尺寸并且開路于金屬腔體1的底部。本實施例中，差分激勵結構21、22為饋電探針，具體包括與金屬腔體1內壁垂直的第一饋電部以及自第一饋電部的端部起豎直向下延伸形成的第二饋電部，如圖2中，第一饋電部長度為l1，如圖1中，第二饋電部長度為l2。
參考圖3，所述雙模介質諧振器3等效于相同的兩個矩形介質諧振器31和32正交形成，雙模介質諧振器3的與豎直方向垂直的橫截面呈十字形。
其中，等效的兩個矩形介質諧振器在相交處形成四個拐角。優選的，至少一對互為對角的拐角處設置有兩個用于分離兩個正交模式的沿雙模介質諧振器3的高度方向延伸的微擾件4。微擾件4和雙模介質諧振器3具有相同的介電常數。本實施例中，雙模介質諧振器3的介電常數和損耗角正切分別38和2.5×10-4。
如圖2中，較佳實施例在一對互為對角的拐角處分別設置了一個微擾件4。當然，還可以將微擾件4設置在另外一對互為對角的拐角處，或者在4個拐角處均設置微擾件4。
較佳實施例中，所述微擾件4橫截面呈方形。可以理解的是，具體的形狀并不限于此，橫截面還可以是矩形，或者微擾件4還可以是柱形甚至是不規則的條形，這些都在本發明的保護范圍之內。
另外，本實施例中，所述微擾件4與所述雙模介質諧振器3一體成型。需要明確的是，一體成型僅僅是本發明的一個優選方案，實際上微擾件4還可以是與雙模介質諧振器3分離的結構，這些都在本發明的保護范圍之內。
微波接頭的高度為l3，所述微波接頭包括與第一饋電部對接的內導體以及嵌套在內導體外部的與金屬腔體1外壁相連的外導體。具體實施例中，第一饋電部和內導體直接連接。
所述濾波器還包括固定設置在所述金屬腔體1的底部上的用于承載所述雙模介質諧振器3的底座5。具體的，底座5包括一體成型的方形底板51和與方形底板垂直的柱體結構52，雙模介質諧振器3通過粘合方式與柱體結構52固定，方形底板51的四角通過螺釘固定在金屬腔體1的底部上。
本實施例中，底座5具體為Al2O3材質。當然，具體材料并不限于此，只要底座5具備一定的剛性能用于承重即可。
下面結合上述實施例介紹本發明的工作原理。
矩形介質諧振器可以在不同頻率下發生諧振，以其中一個矩形介質諧振器31為例，其尺寸為：A*B*L。其中，A、B、L分別表示矩形介質諧振器的長、高、寬。以矩形介質諧振器自身的中心為原點、自身的長為x軸、自身的寬為y軸、自身的高為z軸建立坐標系，它的諧振模式一般可分類為TEmn(s+δ)和TMmn(s+δ)模式，其中，m，n和s為分別為諧振器內沿x，y和z方向上的半波數，0<δ<1。通過控制矩形介質諧振器L/(A+B)的比值，可以保證最低頻率的諧振模式為TE11δ主模。在濾波器設計中，矩形介質諧振器的尺寸選定為A×B×L＝31×24.5×11mm3。在這種情況下，TE11δ模式不僅可以作為主模工作而且它與高階模式的分離程度較好。根據雙模介質諧振器3的結構，我們得知它存在一對具有相同諧振頻率的正交模式，即TE11δx和TE11δy模式，它們的電磁場分布如圖4所示。
根據圖4所示的TE11δ模電磁場分布和安培右手螺旋定則，雙模介質諧振器3的兩個TE11δ模式可以由一組饋電探針差分激勵。其中，差分激勵結構21勵TE11δx模式，差分激勵結構22激勵TE11δy模式，每一組差分激勵結構的兩個饋電探針引入用于激勵相應TE11δ模式的等幅反向電流，如圖5中，以TE11δx模式為例，實線黑色箭頭表示電流方向。根據互易性原理可知，從工作在TE11δ模式的介質諧振器上提取的信號也必然是反向的。
四個饋電探針用于組成兩對差分輸入/輸出，它們具有相同的尺寸并且開路于腔體底部，并且其長度和高度決定了輸入/輸出耦合量，即Qed。圖6所示的是濾波器在差模工作狀態下的耦合路徑，其中，Sd和Ld分別代表源和負載，R1和R2分別代表矩形介質諧振器31、32，實線代表主耦合，虛線代表交叉耦合。
一般情況下，正交模之間不存在耦合。如果正交模式需要發生耦合，那么它們的電磁場分布就應該被擾亂。本發明中的橫截面呈方形的微擾件4即是用于兩個正交模式的分離，其尺寸為a*a*B。兩個模式間的耦合系數，即由微擾件4的尺寸決定。可通過如下公式提取：
其中，f1和f2分別代表較低和較高的諧振頻率。提取的方法是減少l1的長度從而形成弱耦合，然后根據曲線記錄相應的f1和f2。從圖7可以看出，的值隨著a增加而增大。
提取Qed的步驟如下：第一步是去除一對微擾件4，矩形介質諧振器32和相應的差分激勵結構22；第二步，根據的群時延特性記錄f0，之后再根據的相位特性記錄在f0處的±90°帶寬。所以，Qed可通過如下公式提取：
根據圖8可以看出，當饋電探針參數l1或l3增大時，Qed的值減小；根據圖9可以看出，當饋電探針參數l2增大時，Qed的值減小。
基于以上分析，設計一個中心頻率為1.78GHz，0.09dB紋波相對帶寬(FBW)為0.63％的兩階差分切比雪夫帶通濾波器。按照濾波器設計指標，低通原型濾波器的集總元件值為：g0＝1，g1＝0.8177，g2＝0.6128。差分濾波器設計所需要的Qed和可由如下公式得到：
為了直觀反應濾波器在差模工作狀態下的頻率響應，進而來驗證濾波器設計的結果，可以根據濾波器設計指標和計算的Qed和擬合出濾波器差模工作時的耦合矩陣M，如公式(5)所示。在主耦合對應的結構尺寸一旦確定以后，相比于主耦合非常弱的交叉耦合對應的結構尺寸也隨之而固定，并且交叉耦合是產生低端傳輸零點的原因。
參考圖10可以發現耦合矩陣M對應的頻率響應與仿真頻率響應吻合的較好。從而該耦合矩陣對應的頻率響應能夠較好的驗證設計結果。圖中，表示差模信號在端口1-1’的反射系數；表示差模信號從端口1-1’到端口2-2’的傳輸系數。
最終，根據差分濾波器設計所需要的Qed和差分濾波器結構的對應尺寸可確定如下：l1＝3.56mm，l2＝30.7mm，l3＝33mm，l4＝53mm，w1＝45mm，w2＝45mm，a＝3.9mm。圖11給出了提出的差分濾波器的仿真和實測結果，圖中，表示差模信號在端口1-1’的反射系數；表示差模信號從端口1-1’到端口2-2’的傳輸系數；表示共模信號從端口1-1’到端口2-2’的傳輸系數。從圖中可以看出仿真和實測結果表現出良好的一致性。測得的差模通帶中心為1.78GHz，實現了約為1.2％的3dB相對帶寬，通帶內回波損耗優于11.5dB，并且仿真和實測的最小插入損耗約為0.4dB和0.8dB。與此同時，差模通帶內的共模抑制大于32dB。從該圖中還可以看出，在頻率2GHz附近出現了寄生通帶，它是由最低次諧波TE12δ模式構建的，此模式能被激勵為共模響應。
綜上所述，實施本發明的基于雙模介質諧振器的微波差分濾波器，具有以下有益效果：本發明采用的諧振器由兩個相同的矩形介質諧振器正交形成，根據矩形介質諧振器固有的電磁特性，每個諧振器的主模TE11δ模都可以被一對位于其兩側的饋電探針差分激勵，兩個矩形介質諧振器相交處形成的一對相對拐角處設置兩個用于正交模式分離的微擾件。由于采用雙模介質諧振器的原因，濾波器僅需要一個金屬腔體，從而具有尺寸小型化的優勢。
上面結合附圖對本發明的實施例進行了描述，但是本發明并不局限于上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發明的啟示下，在不脫離本發明宗旨和權利要求所保護的范圍情況下，還可做出很多形式，這些均屬于本發明的保護之內。
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