基于寬帶雙極化天線陣列的相位干涉儀及其測向方法與流程
本發明涉及寬帶雙極化天線陣列傳感器裝置及其測向技術領域，具體的說是一種可用于雷達和通信等無線電系統中的基于寬帶雙極化天線陣列的相位干涉儀及其測向方法。
背景技術：
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在無線電導航、電子偵察、電子跟蹤和電子對抗等電子系統中，一個很重要的任務是測定目標的方位。測向的方法和種類很多，按天線的方向圖大體可分為兩類。一種是利用簡單振子或天線陣列的一定方向性來測向；另一類是利用系統功能來測向，而對天線方向圖沒有特殊要求。前者通過旋轉天線可找出某一方位天線感應電壓最小，這種方式的測向的優點是：天線結構簡單，尺寸小。缺點是：工作帶寬窄，測向精度低。后者的測向體制可分為比幅法、比相法、比幅比相法、時差法和多普勒頻率法等。干涉儀測向屬于比相法的一種。相位干涉儀具有測向精度高、設備實現簡單、測向速度快、平臺適應性和移植性強等優點，已成為當前無線電測向領域的主流體制。
相位干涉儀體制一般采用兩組互相垂直的天線進行航向角和俯仰角的測向。兩組天線的組成和測向機理完全一致，以一維單基線相位干涉儀為例來說明的原理。如圖1所示，單基線相位干涉儀由兩個信道組成，射頻輻射源輻射的平面電磁波，由與天線視軸夾角為θ的方向傳播而來，它到達兩個天線的相位差φ為：
式中：λ為輻射源的工作波長；L為兩個天線之間的距離。
如果兩個信道完全平衡，那么具有相位差為φ的兩路信號，在鑒相器(相關器)中可取出相位差信息，再經過角度變換，得到輻射源的方向角θ。測角誤差主要來源于相位測量誤差Δφ聲，忽略其他因素，測角誤差公式可簡化寫為：
相位干涉儀通常采用多個天線構成天線陣來實現。按照天線陣布置形式的不同，有一維線陣、二維線陣、圓陣等多種形式。由于鑒相設備通常以2π為模，只能測量2π范圍內的相位值，當天線之間的相對相位超過2π后，將會導致多值模糊。解模糊技術一直為相位干涉儀測角系統的工程應用所廣泛關注，傳統的解模糊技術包括基于長短基線、高低頻率、單脈沖測角、測距、旋轉基線和調頻等六種方法。對于一維線陣相位干涉儀，單基線結構存在無模糊測量范圍和測向精度的矛盾，因而通常采用多個天線構成多基線的配置形式。在應用多基線相位干涉儀時，需要解決的主要問題包括天線選擇與設計、天線陣設計、以及測向算法設計。其中，相位干涉儀天線陣的設計不僅與天線尺寸、安裝條件限制、測向 性能指標等因素有關，還與選擇的測向算法有關。多基線一維相位干涉儀有兩種主要的解模糊方法：余數定理方法和逐次解模糊方法。基于余數定理的方法需要天線間距滿足一定的參差關系，使得天線陣的設計受到限制；且由于需要進行多維整數搜索，隨著基線長度的增加，導致搜索空間增大，計算量也會急劇增加。而逐次解模糊方法則通過長、短基線結合或構造虛擬基線的方式來解模糊，使得天線間距的設計較為靈活，且算法簡單，容易實現。在根據逐次解模糊方法設計干涉儀天線陣時，一個重要問題是如何根據測向指標，如測向精度，相位誤差等，確定天線數目，設計天線間距。現有的干涉儀設計方法沒有公式給出天線陣參數與測向性能指標之間的解析關系，設計過程是采用“選擇一驗證”的迭代方式進行，而無法明確根據指標要求直接確定天線陣參數。
傳統的相位干涉儀一般采用單極化天線形式，僅能感知和測量入射電磁波的單極化信息，并且目前的技術水平已經較為成熟，在目標檢測、參數測量和跟蹤等方面的而技術指標相對穩定；為了適應新一代電子偵察與測向系統的技術要求，具有更為強大的多參數參量功能的干涉儀系統已成為測向領域重要的發展趨勢。
技術實現要素：
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本發明針對現有技術中存在的缺點和不足，提出了一種可用于雷達和通信等無線電系統中的基于寬帶雙極化天線陣列的相位干涉儀及其測向方法。
本發明可以通過以下措施達到；
一種基于寬帶雙極化天線陣列的相位干涉儀，其特征在于采用三單元超寬帶雙極化開放式加脊喇叭天線陣列，形成六端口網絡，每個單元為雙極化結構，提供兩個極化端口，每個天線單元在主輻射方向上形成極化正交的電磁場，以感知和測量入射電磁波信號的兩個正交極化分量，即包括三個雙極化超寬帶喇叭天線單元、金屬安裝底盤和寬帶微波吸波材料，其中雙極化超寬帶喇叭天線采用金屬結構，兩個極化端口正交放置，采用同軸線底部饋電，縫隙為連續漸變結構；天線單元底部為波導腔體結構，以實現阻抗匹配功能，腔體周圍四個金屬臂引入漸變結構，以進一步實現阻抗匹配，降低電壓駐波比；天線的四個脊采用倒角處理，以降低兩個端口的電壓駐波比。
本發明中三個雙極化超寬帶喇叭天線單元經金屬安裝底盤安裝于金屬工作平臺上，整個金屬平臺上方除天線之外的區域設有寬帶微波吸波材料。
一種基于寬帶雙極化天線陣列的相位干涉儀的側向方法，其特征在于包括以下內容：以坐標o為原點，此時天線單元i的遠區輻射電場可表示為：
以坐標o為原點，此時天線單元i的遠區輻射電場可表示為：
假設入射信號為：
式中，|Sin|和分別為入射信號的幅度和相位，γin和ηin分別為如射信號的幅度和相位極化角，于是，六個天線端口的接收輸出電壓可表示為：
為了排除入射信號的幅度和相位對相位干涉儀測向和測極化參數的影響，采用單元之間的比較方法，即考察單元之間的幅度和相位極化差異，其中有6個天線端口，采用5個基線進行角度估計，這五個基線組合為：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V，在信號對u1H和u1V比較中可得：
在信號對u1V和u2H比較中可得：
在信號對u2V和u2H比較中可得：
在信號對u3H和u2V比較中可得：
在信號對u3V和u3H比較中可得：
定義向量[ε]和[δ]分別為：
假設入射信號被陣列單元接收后，數字化后的信號電壓經過處理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分別為：
根據公式(27)和(29)，獲得誤差向量：
根據公式(28)和(30)，獲得誤差向量：
基于公式(30)和公式(34)，利用最小二乘法，可估計計算出入射信號的參數
綜上所述，本發明提出了一種基于背腔式雙極化天線陣列的相位干涉儀及其測向方法，該方法考慮了實際天線陣列的單元耦合、單元之間的輻射特性不一致以及金屬安裝平臺對雙極化天線輻射性能的影響，能夠同時實現對輻射源信號的二維波達方向和極化參數的測量，本發明適用于星載、機載、彈載以其他相關的無線電測向系統，具有更為全面的參數測量功能和平臺的適應性。
附圖說明：
附圖1是單基線相位干涉儀原理示意圖。
附圖2是本發明中雙極化干涉儀的天線陣列結構圖。
附圖3是本發明中本天線陣列的結構示意圖。
附圖4(a)是本發明中背腔式雙極化天線的整體結構示意圖。
附圖4(b)是本發明中背腔式雙極化天線的整體結構示意圖。
附圖4(c)是本發明中背腔式雙極化天線的整體結構示意圖。
附圖5(a)是本發明實施例中端口1的電壓駐波比仿真結果。
附圖5(b)是本發明實施例中端口2的電壓駐波比仿真結果。
附圖5(c)是本發明實施例中端口3的電壓駐波比仿真結果。
附圖5(d)是本發明實施例中端口4的電壓駐波比仿真結果。
附圖5(e)是本發明實施例中端口5的電壓駐波比仿真結果。
附圖5(f)是本發明實施例中端口6的電壓駐波比仿真結果。
附圖6(a)是本發明實施例中端口1和端口2之間的隔離度仿真結果。
附圖6(b)是本發明實施例中端口3和端口4之間的隔離度仿真結果。
附圖6(c)是本發明實施例中端口5和端口6之間的隔離度仿真結果。
附圖7是本發明實施例中頻率為3GHz時的雙極化天線陣列輻射特性仿真結果。
附圖8是本發明實施例中頻率為4GHz時的雙極化天線陣列輻射特性仿真結果。
附圖9是本發明實施例中頻率為3GHz時的幅度偏差和相位偏差的仿真結果。
附圖10是本發明實施例中頻率為4GHz時的幅度偏差和相位偏差的仿真結果。
附圖標記：1為矩形金屬背腔，2為金屬腔的四周金屬壁；3為金屬腔的變換段；4為金屬波導腔體；5為金屬脊；6為金屬脊的倒角；7為輻射縫隙。8為極化端口一的同軸線；9為極化端口二的同軸線。
具體實施方式：
本發明設計的雙極化超寬帶相位干涉儀天線陣列由三部分組成，即三個雙極化超寬帶喇叭天線單元、金屬安裝底盤和寬帶微波吸波材料。雙極化超寬帶喇叭天線全部采用金屬結構，結構簡單可靠，機械強度高；兩個極化端口正交放置，結構對稱，采用同軸線底部饋電，便于組成直線陣列或平面陣列，適合于飛行器或者其他移動載體上應用；縫隙為連續漸變結構，天線的電性能隨著頻率變化是較為平穩的，呈現出寬帶性能；天線單元底部為波導腔體結構，實現阻抗匹配功能，腔體周圍四個金屬臂引入漸變結構，以進一步實現阻抗匹配，降低電壓駐波 比；天線的四個脊采用倒角處理，有效降低了兩個端口的電壓駐波比，隔離特性也較好地得以保證，脊的參數由三維電磁仿真軟件優化設計獲得，其曲線滿足指數變化規律。在組陣條件下，為了減小單元之間的互相耦合以及金屬底板對天線輻射性能的影響，本發明在雙極化加脊喇叭天線的基礎上，引入金屬背腔結構，該結構使得原來的雙極化天線的輻射場得以約束，輻射方向圖變窄，增益標高，輻射方向圖的后瓣電平降低，有利于后續的測向算法的實現；加載的腔體的尺寸由電磁仿真方法獲得。本發明設計的背腔式雙極化天線單元的三維電磁結構示模型如圖4所示。圖4(a)為帶有矩形金屬背腔的雙極化天線整體模型，圖4(b)為兩個不同視角的觀測視圖，圖中給出了該天線的組成部分的描述。
在實際工作中，雙極化天線陣列常常安裝于金屬工作平臺上，金屬平面對天線的輻射性能產生一定的影響。為了減小金屬平臺對雙極化天線陣列輻射方向圖的影響以及降低雙極化天線單元之間的互相耦合效應，本發明在整個金屬平臺上方的天線之外的區域加載寬帶微波吸波材料，如圖3所示。由于微波吸波材料的引入，雙極化天線陣列的效率有所降低，增益略微下降，但是方向圖的形狀更為規則，起伏性變小，更有利于后續的干涉儀測算法的實現。本發明中整個天線陣列包含三個天線單元，每個單元為正交雙極化布局，形成六個輸出端口，這樣能夠充分利用天線安裝平臺空間，可以實現二維空間的輻射源波達方向的估計，進一步還可以進行輻射源兩個極化參數的估計，有效實現對輻射源全參數的測量。同時，由于端口數目較多，增加了信息的冗余度，可以有效提高測角的可靠性。
以坐標o為原點，此時天線單元i的遠區輻射電場可表示為：
以坐標o為原點，此時天線單元i的遠區輻射電場可表示為：
假設入射信號為：
式中，|Sin|和分別為入射信號的幅度和相位，γin和ηin分別為如射信號的幅度和相位極化角。于是，六個天線端口的接收輸出電壓可表示為：
為了排除入射信號的幅度和相位對相位干涉儀測向和測極化參數的影響，采用單元之間的比較方法，即考察單元之間的幅度和相位極化差異。針對本發明專利考察的雙極化天線陣列結構，有6個天線端口，采用5個基線進行角度估計。這五個基線組合為：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V。在信號對u1H和u1V比較中可得：
在信號對u1V和u2H比較中可得：
在信號對u2V和u2H比較中可得：
在信號對u3H和u2V比較中可得：
在信號對u3V和u3H比較中可得：
定義向量[ε]和[δ]分別為：
假設入射信號被陣列單元接收后，數字化后的信號電壓經過處理后，得到向量[ε]和[δ]的估值分別為：
根據公式(27)和(29)，獲得誤差向量：
根據公式(28)和(30)，獲得誤差向量：
基于公式(30)和公式(34)，利用最小二乘法，可估計計算出入射信號的參數
實施例：
在圖4所示的三維電磁仿真模型中，定義端口1至端口6分別為：1_H至1_V、1_V至2_H、2_H至2_V、2_V至3_H和3_H至3_V。天線單元的邊長尺寸約為54毫米，整體高度約為86毫米，單元之間的間距約為173毫米，微波吸波材料的高度約為85毫米。六個天線端口的電壓駐波比特性分別如圖5所示，兩個端口的隔離度如圖6所示。由圖可見，該天線在頻率為1.5GHz～4GHz范圍內的平均電壓駐波比約為2，各個端口之間的隔離度均大于20dB，在3GHz至4GHz范圍內，端口隔離度大于30dB，可以滿足實際的超寬帶雙極化電子系統的應用要求。
為了表征該天線的輻射特性，在此分別給出在3GHz和4GHz時的天線陣列的輻射增益方向圖和軸比方向圖的仿真結果。由仿真結果可以看出，該天線在兩個極化端口上均表現出寬波束方向圖性能，增益隨著頻率的變化基本上保持穩定，方向圖起伏性不大；在主波束范圍內，輻射場的極化狀態雖然較為穩定，但是各個空間點的極化狀態不是相同的，因此必須采用全極化的空間數據校準和補償，才能實現有效的測向算法。
基于上述設計的寬帶雙極化天線陣列的全波電磁仿真結果數據，利用本發明提出的干涉儀測向算法，進行數值仿真模擬，在此部分給出仿真結果。設定入射信號的角度為θ＝45度，度，極化參數為γ＝25度，η＝50度，在信噪比為15dB時，圖11和圖12分別給出了頻率為3GHz和4GHz時，在θ＝45度和度切面上的幅度偏差和相位偏差的仿真結果，可以看出，在角度為θ＝45度， 度，極化參數為γ＝25度，η＝50度時，幅度和相位偏差均達到了最小，可以估計出目標的全部波達方向角參數。
在目標方向上，幅度和相位偏差隨著極化參數的變化仿真結果如圖8和圖10所示，圖9和圖10分別為頻率為3GHz和4GHz的情況，可以看出，在兩個工作頻點上，幅度和相位偏差均達到了最小，可以估計出目標的全部極化參數。
綜上所述，本發明提出了一種基于背腔式雙極化天線陣列的相位干涉儀及其測向方法，該方法考慮了實際天線陣列的單元耦合、單元之間的輻射特性不一致以及金屬安裝平臺對雙極化天線輻射性能的影響，能夠同時實現對輻射源信號的二維波達方向和極化參數的測量，本發明適用于星載、機載、彈載以其他相關的無線電測向系統，具有更為全面的參數測量功能和平臺的適應性。
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