本發明涉及一種功率器件及優化該功率器件的方法，具體來說，涉及一種具有多個射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的功率器件及優化該功率器件的方法。
背景技術：
：射頻橫向雙擴散功率晶體管(RFLDMOS)是半導體集成電路技術與微波電子技術融合而成的新一代集成化的固體微波功率半導體產品，其具有增益高、耐壓高、輸出功率大、熱穩定性好、效率高、寬帶匹配性能好、易于和MOS工藝集成等優點，并且價格遠低于砷化鎵器件，被廣泛用于GSM、PCS、W-CDMA基站的功率放大器，以及無線廣播與核磁共振等方面。目前，為了提高射頻橫向雙擴散功率晶體管的線性度，采用數字預失真技術，但是，該技術具有結構復雜、功耗高、不利于調試等缺點。技術實現要素：為克服現有技術的不足，本發明提供一種功率器件及優化功率器件的方法。根據本發明的功率器件包括兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，該兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一N型源極、第一N型漏極以及設置在第一N型源極與第一N型漏極之間的第一P型體區；第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第二N型源極、第二N型漏極以及設置在第二N型源極與第二N型漏極之間的第二P型體區；其中，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓不同。根據本發明的一個實施例，功率器件可以為平衡式功率放大器，平衡式功率放大器可以包括并聯的第一放大器與第二放大器，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯設置在第一放大器內，第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯設置在所述第二放大器內。根據本發明的一個實施例，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電 壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓的差值可以為0.5V～1V。根據本發明的一個實施例，功率器件可以為多胞合成功率晶體管，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯可以直接相連。根據本發明的一個實施例，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓的差值可以為0.2V～0.5V。根據本發明的一個實施例，功率器件可以為多插指并聯管芯。根據本發明的一個實施例，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓的差值可以為0.2V以下。根據本發明的一個實施例，多插指并聯管芯還可以包括第三射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，其中，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯、第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第三射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯根據各自的閾值電壓的值的高低，以間隔的方式并聯在所述多插指并聯管芯中。根據本發明的優化功率器件的方法，功率器件包括兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，所述兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一N型源極、第一N型漏極以及設置在第一N型源極與第一N型漏極之間的第一P型體區；第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第二N型源極、第二N型漏極以及設置在第二N型源極與第二N型漏極之間的第二P型體區；其中，所述方法包括：通過改變第一P型體區和第二P型體區的摻雜濃度來調整第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓，使得第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與所述第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓不同。根據本發明的優化功率器件的方法，功率器件為多插指并聯管芯，所述多插指并聯管芯包括多個叉指，所述多個叉指根據各自的閾值電壓的值的高低，以間隔的方式并聯在所述多插指并聯管芯中，每個叉指包括N型源極、N型漏極以及設置在N型源極與N型漏極之間的P型體區；其中，所述方法包括：在所述P型體區位置刻蝕出P型體的注入區域，在P型體的注入能量和摻雜濃度不變的情況下，通過改變各叉指的P型體的注入區域的面積來調整各叉指的閾 值電壓，使得各叉指的閾值電壓不同。通過本發明提供的功率器件及優化功率器件的方法，能夠在優化功率器件的線性度的同時，具有結構簡單，功耗低，調試方便等特點。附圖說明通過下面結合附圖進行的對實施例的描述，本發明的上述和/或其他目的和優點將會變得更加清楚，其中：圖1示出了一個RFLDMOS功率晶體管在不同靜態偏置下非線性跨導的變化情況。圖2示出了RFLDMOS管芯的結構圖。圖3示出了根據本發明實施例1的平衡式功率放大器的結構圖。圖4示出了根據本發明實施例2的多胞合成功率晶體管的結構圖。圖5示出了根據本發明實施例3的多叉指并聯管芯的圖。具體實施方式根據本發明的一個實施例，提供一種包括兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的功率器件，該兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一N型源極、第一N型漏極以及設置在第一N型源極與第一N型漏極之間的第一P型體區；第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第二N型源極、第二N型漏極以及設置在第二N型源極與第二N型漏極之間的第二P型體區；其中，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓不同。根據本發明的另一實施例，提供一種優化功率器件的方法，所述功率器件包括兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，所述兩個以上的射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯，第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第一N型源極、第一N型漏極以及設置在第一N型源極與第一N型漏極之間的第一P型體區；第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯包括第二N型源極、第二N型漏極以及設置在第二N型源極與第二N型漏極之間的第二P型體區；其中，所述方法包括：通過改變第一P型體區和第二P型體區的摻雜濃度來調整第一射頻橫向 雙擴散功率晶體管管芯和第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓，使得第一射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓與所述第二射頻橫向雙擴散功率晶體管管芯的閾值電壓不同。根據本發明的另一實施例，提供又一種優化功率器件的方法，所述功率器件為多插指并聯管芯，所述多插指并聯管芯包括多個叉指，所述多個叉指根據各自的閾值電壓的值的高低，以間隔的方式并聯在所述多插指并聯管芯中，每個叉指包括N型源極、N型漏極以及設置在N型源極與N型漏極之間的P型體區；其中，所述方法包括：在所述P型體區位置刻蝕出P型體的注入區域，在P型體的注入能量和摻雜濃度不變的情況下，通過改變各叉指P型體的注入區域的面積來調整各叉指的閾值電壓。下面將詳細描述本發明的發明原理。首先，本發明以功率放大器非線性跨導表達式以及非線性跨導在不同靜態偏置下的變化狀態為背景。假設跨導的非線性由高次多項式來表示，為了分析簡便，最高只考慮到三次方，則由下式1表示：io(t)＝gm1vi(t)+gm2vi2(t)+gm3vi3(t)(式1)其中，vi(t)為功率放大器的輸入電壓，io(t)為功率放大器的輸出電流，gm1、gm2和gm3分別代表著各階非線性跨導的系數。當功率放大器的輸入用雙音信號來表征通信系統常用的調制信號時，由下式2表示：vi(t)＝v·cos(ω1t)+v·cos(ω2t)(式2)其中，ω1和ω2為雙音信號中的兩個頻率，v為信號在這兩個頻率上的幅度。則代入到上述非線性跨導多項式式1中，得到下式3：io(t)=gm1v(cosω1t+cosω2t)+gm2v2(cosω1t+cosω2t)2+gm3v3(cosω1t+cosω2t)3=gm1v·cosω1t+gm1v·cosω2t+gm2v2·(cos2ω1t+cos2ω2t+2cosω1t×cosω2t)+gm3v3·(cos3ω1t+cos3ω2t+3cosω1t×cos2ω2t+3cos2ω1t×cosω2t)=gm2v2]]>+(gm1v+94gm3v3)·cosω1t+(gm1v+94gm3v3)·cosω2t+12gm2v2·cos2ω1t+12gm2v2·cos2ω2t+gm2v2·cos(ω1±ω2)t+14gm3v3·cos3ω1t+14gm3v3·cos3ω2t+34gm3v3·cos(2ω1±ω2)t+34gm3v3·cos(2ω2±ω1)t]]>(式3)通過上式3可以發現，由于功率放大器的非線性，輸出信號最終包含了許多新的頻率分量，在最終式3的結果中，第一行gm2v2為直流分量；第二行包括了頻率在2ω1和2ω2的二次諧波分量以及頻率為ω1±ω2的二階交調分量；第三行包括了頻率在3ω1和3ω2的三次諧波分量；第四行包括了頻率在2ω1±ω2和2ω2±ω1的三階交調分量。由式3中可以看到基頻分量中的非線性成分和三階交調分量均由器件的三次非線性跨導gm3所決定。對于一個RFLDMOS功率晶體管來說，該系數與柵極的偏置電壓相關，其變化規律如圖1所示。從圖1中可以看出，功率放大器在常用的ClassAB模式下其三次非線性跨導gm3是一個負值，這使得基頻分量的增益在驅動增大的過程中表現出壓縮的變化趨勢；而隨著靜態工作點的調低，器件的三次非線性跨導gm3開始變為一個正值，這使得基頻分量的增益在驅動增大的過程中表現出擴展的變化趨勢。如果在某種需要兩個功率放大器并聯的應用狀態下，這兩個功率放大器的gm3分量能夠做到互為相反數的話，就可以使各自的基頻分量中的非線性成分互相抵消掉，從而提高增益的線性度。對于另一個線性度相關的三階交調分量來說，該推斷應當同樣適用。在本發明中，RFLDMOS管芯的閾值電壓通過調整P型體區的摻雜濃度來改變。如圖2所示，RFLDMOS管芯包括：背金層1、設置在背金層1上的P+襯底2、設置在P+襯底2上的P型外延層3、設置在P型外延層3上的P型體區7、N-漂移層5和N+漏極4、設置在P型體區7上的N+源極6、以及源極金屬8、柵極9、漏極金屬10、法拉第屏蔽11。在該結構體中，P型體區7作為P型半導體，將同位N型的漏極4和源極6完全隔離開來，此時該管芯沒有導通。當柵極9施加正向電壓時，其產生的電場會將P型體區7中的空穴推向襯底2 方向，而將自由電子吸引到柵極9附近。當柵極9的正向電壓足夠大的時候，其所吸引的自由電子會在P型體區7靠近柵極9表面處形成一個N型溝道，從而將N型的漏極4和源極6連接起來。此時管芯處在開啟狀態，而對應的柵極電壓成為閾值電壓。表1中示出了在相同條件下，以硼為摻雜元素，與P型體區7中不同摻雜濃度相對應的閾值電壓。表1不同摻雜濃度相對應的閾值電壓相對摻雜濃度閾值電壓(V)11.41.31.61.61.81.91.92.12.02.42.2這種閾值電壓隨摻濃度的增大而提高的現象是因為，P型體區7中摻雜的濃度越大，則需要更大的柵極電壓來形成溝道，所以閾值電壓也更大。需要說明的是，在本發明中，采用硼作為摻雜元素，但本發明不限于此。本發明的優化功率器件的方法，是通過改變P型體區的摻雜濃度來調整不同RFLDMOS管芯的閾值電壓，使得不同RFLDMOS管芯的閾值電壓不同。下面將參照圖3至圖5來分別根據本發明構思的實施例1至3。需要說明的是，在下面的實施例1～3的應用中所采用的RFLDMOS管芯的結構與圖2類似，因此下文中不再贅述。實施例1圖3示出了根據本發明實施例1的平衡式功率放大器的結構圖。如圖3所示，普通的平衡式功率放大器結構以兩個同樣偏置狀態的功率放大器并行連接，并在輸入輸出端口輔以3dB電橋進行兩路信號的隔離以及吸收反射能量。根據 本發明構思，可以在圖3的結構中以柵極靜態電壓VGQ供給相同的狀態下，通過調整各P型體區的摻雜濃度，使得功率放大器101和功率放大器102具有互不相同閾值電壓VTH，以調整其偏置狀態VGQ-VTH。具體來說，功率放大器101與功率放大器102可以各包括一個RFLDMOS管芯。可以如圖2所示中調低功率放大器101的閾值電壓，則在柵極靜態電壓固定的情況下使功率放大器101獲得較高的靜態偏置，使其增益表現出壓縮的變化趨勢；而相對的可以調高功率放大器102的閾值電壓，則在柵極靜態電壓固定的情況下使功率放大器102獲得較低的靜態偏置，使其增益表現出擴展的變化趨勢。當平衡式功率放大器中的這兩個功率放大器的功率進行合成的時候，其相反的增益變化趨勢可以通過合并而相互中和甚至抵消，從而得到相對平衡式功率放大器結構中每個放大器都要更加線性的增益曲線。需要說明的是，根據本發明的平衡式放大器中的兩個放大器之間的閾值電壓之差可以在0.5V～1V的范圍內。實施例2圖4示出了根據本發明實施例2的多胞合成功率晶體管的結構圖。如圖4所示，多胞合成功率晶體管包括第一RFLDMOS管芯203、對應于第一RFLDMOS管芯203的第一內匹配結構201、第二RFLDMOS管芯204以及對應于第二RFLDMOS管芯204的第二內匹配結構202。由于大功率晶體管普遍采用多管芯合成的技術來提高器件整體的功率等級，因此在多胞合成功率晶體管中使用同一個靜態柵極電壓的狀態下，可以調整不同的RFLDMOS管芯203和204的閾值電壓以獲得不同的靜態偏置狀態，從而按照上面提到的線性化方法來改善線性度。由于RFLDMOS管芯之間的靜態偏置狀態不同，因此每個管芯的輸出電流也不再一樣。在多胞線性化的實現中由于管芯與管芯之間是直接相連的，缺少了平衡式功率放大器中的3dB電橋作為隔離，所以每個管芯的負載是受所有管芯的輸出電流所共同調制的，而在封裝內的功率合成點，即漏極翅片處每個管芯的電流也最好保證相同。因為相位上的差異可能會在電流合成時造成損失，幅度上的差異可能會使得較大的電流中一部分會流向電流較小的支路，并且通過耦合電容返回到輸入端，從而形成一個環路而造成自激。所以該方法中還需要分別調整每個管芯的內匹配結構，使得功率合成處各個管芯的電流完全一樣。需要說明的是，根據本發明的多胞合成功率晶體管的各管芯之間的閾值電 壓之差可以在0.2V～0.5V。實施例3圖5示出了根據本發明實施例3的多叉指并聯管芯的圖。如圖5所示，多叉指并聯管芯具有第一叉指301、第二叉指302、第三叉指303、第四叉指304、第五叉指305、第六叉指306和第七叉指307。在本實施例中，多叉指并聯管芯的各叉指301～307可以采用如圖2所示的RFLDMOS管芯。大功率管芯的各叉指之間可以利用不同的偏置狀態來改善線性度。由于管芯各叉指上施加的柵極電壓是一樣的，所以改變偏置狀態仍然可以通過調整各叉指的閾值電壓來實現。經調整后，第一叉指301具有高閾值電壓，低靜態偏置；第二叉指302具有低閾值電壓，高靜態偏置；第三叉指303具有高閾值電壓，低靜態偏置；第四叉指304具有低閾值電壓，高靜態偏置；第五叉指305具有高閾值電壓，低靜態偏置；第六叉指306具有低閾值電壓，高靜態偏置；第七叉指307具有高閾值電壓，低靜態偏置。另外，本實施例中修改閾值電壓的方法可以通過修改Pbody光刻板，在叉指的P型體區位置刻蝕出Pbody的注入區域。在Pbody的注入能量和摻雜濃度不變的情況下，通過更改各叉指注入區域的面積變相地調整注入后形成的P型體區的摻雜濃度，從而達到改變閾值電壓的目的。使用該方法得到兩種或多種偏置狀態的叉指通過高低間隔的方式并聯，但是其無法像多胞晶體管那種通過調整各管芯的內匹配電路來優化功率合成處的電流的幅度和相位。所以這種方法在多叉指管芯上應用時，各叉指的偏置狀態不能相差太大，最好取圖1中gm3零點區域附近的兩個偏置狀態進行中和。需要說明的是，雖然本實施例中的叉指數為7個，但本發明不限于此。另外，多叉指并聯的管芯中的叉指與叉指之間的閾值電壓之差可以在0V～0.2V。還需說明的是，由圖1可以發現，器件的工作狀態以及三階跨導相對偏置狀態是比較敏感的，所以閾值電壓實際的變化范圍不會很大，因此，本發明的平衡式放大器主中的兩個放大器之間的閾值電壓差別優選為0.5V～1V；多胞合成功率晶體管內各管芯之間的閾值電壓差別優選為0.2V～0.5V；多叉指并聯的管芯中叉指與叉指之間的閾值電壓差別優選為0V～0.2V。另外，所需的偏置狀態是在預定柵極靜態電壓下的偏置狀態。綜上所述，本發明基于功率放大器非線性成分與靜態偏置的對應關系，通過調整器件結構設計出有利于線性度優化的柵極閾值電壓，并且分別在平衡功 率放大器結構、多胞合成功率晶體管以及多叉指并聯的大功率管芯上實現線性化的目標，從射頻電路上提高了線性度，相比當今在大功率射頻功率放大器上常用來調整線性度的數字預失真技術，其具有結構簡單，功耗低，調試方便等特點。雖然已經參照本發明的示例性實施例具體地示出并描述了本發明，但是本領域普通技術人員將理解，在不脫離如所附權利要求和它們的等同物所限定的本發明的精神和范圍的情況下，可以在此做出形式和細節上的各種改變。應當僅僅在描述性的意義上而不是出于限制的目的來考慮實施例。因此，本發明的范圍不是由本發明的具體實施方式來限定，而是由權利要求書來限定，該范圍內的所有差異將被解釋為包括在本發明中。當前第1頁1 2 3