本發明涉及電壓電流轉換電路和具有電壓電流轉換電路的開關調節器。
背景技術：
圖6示出以往的電壓電流轉換電路500的電路圖。
以往的電壓電流轉換電路500具有接地端子501、電源端子502、輸入端子510、誤差放大電路550、電阻552、nmos晶體管551、pmos晶體管521、522以及輸出端子528。
誤差放大電路550的非反轉輸入端子與輸入端子510連接，反轉輸入端子與電阻552的一端和nmos晶體管551的源極連接，輸出與nmos晶體管551的柵極連接。電阻552的另一端與接地端子501連接。pmos晶體管521的源極與電源端子502連接，柵極和漏極與nmos晶體管551的漏極連接。pmos晶體管522的源極與電源端子502連接，柵極與pmos晶體管521的柵極連接，漏極與輸出端子528連接。
在該以往的電壓電流轉換電路500中，通過由誤差放大電路550、nmos晶體管551以及電阻552構成的負反饋電路進行動作，使得電阻552的一端的電壓與輸入端子510的電壓vin相等。
其結果是，當設電阻552的電阻值為r時，電阻552的路徑上的電流i51由下式(1)表示。
【數學式1】
這樣，根據以往的電壓電流轉換電路500，輸入電壓vin被電壓電流轉換成與其成比例的電流i51。此外，通過構成電流鏡電路的pmos晶體管521、522而從輸出端子528輸出與電流i51成比例的電流i52(例如，參照專利文獻1)。
專利文獻1：日本特開2012-200134號公報
在上述以往的電壓電流轉換電路500中存在如下的問題：從被輸入電壓vin到電流i52成為恒定值的時間即啟動時間變長。
其原因是誤差放大電路通常構成為包含相位補償電容，因此，需要進行位于誤差放大電路550內部的相位補償電容的充電動作，從而影響到啟動時間。另外，誤差放大電路內部的相位補償電容是公知的基本內容，因此省略圖示。
圖7示出以往的電壓電流轉換電路500的輸出電流i52的波形。
當在時間t0施加電壓vin時，開始進行相位補償電容的充電，輸出電流i52如圖7所示按照一定的斜率增加。該斜率與上述的相位補償電容的電容值成反比例，因此，雖然程度因其電容的大小而不同，但是成為圖示的平緩斜率。
因此，從被輸入電壓vin的時間t0到電流i52成為恒定值的時間ts的啟動時間ts5變長。
技術實現要素：
本發明正是為了解決以上的課題而完成的，提供能夠縮短啟動時間的電壓電流轉換電路。
本發明的電壓電流轉換電路將第一電源端子與第二電源端子間的電壓轉換成電流而生成轉換電流，其特征在于，該電壓電流轉換電路具有：第一導電型的第一mos晶體管，其柵極和漏極被公共連接，源極與所述第一電源端子連接；第一電阻，其連接在所述第一mos晶體管的所述漏極與所述第二電源端子之間；以及校正電流生成部，其具有第二電阻，使用所述第二電阻生成與在將下述電壓施加給所述第一電阻的情況下產生的電流相當的電流作為校正電流，所述電壓與所述第一mos晶體管的柵極-源極間電壓的絕對值相當，該電壓電流轉換電路通過將所述校正電流與流過所述第一電阻的電流相加而生成所述轉換電流。
根據本發明的電壓電流轉換電路，構成為將使用第二電阻而生成的校正電流與流過連接在第一mos晶體管的漏極與第二電源端子之間的第一電阻的電流相加，由此，使得轉換電流不包含與第一mos晶體管相關的電流成分，能夠得到由第一電源端子與第二電源端子間的電壓和第一電阻的電阻值決定的轉換電流。
這樣，能夠成為不使用誤差放大電路即可得到期望的轉換電流的結構，由此，能夠縮短啟動時間。
附圖說明
圖1是示出本發明的第一實施方式的電壓電流轉換電路的電路圖。
圖2是示出圖1的電壓電流轉換電路的輸出電流的波形的圖。
圖3是示出本發明的第二實施方式的電壓電流轉換電路的電路圖。
圖4是示出本發明的第三實施方式的電壓電流轉換電路的電路圖。
圖5是示出具有圖1、圖3或者圖4的電壓電流轉換電路的開關調節器的電路圖。
圖6是以往的電壓電流轉換電路的電路圖。
圖7是示出圖6的電壓電流轉換電路的輸出電流的波形的圖。
標號說明
100、200、300：電壓電流轉換電路；400：開關調節器；101：接地端子(第二電源端子)；110：輸入端子(第一電源端子)；128：輸出端子；129、310校正電流生成部；201：接地端子(第一電源端子)；210：輸入端子(第二電源端子)；411、420：比較電路；414：驅動器；415：rs觸發器；421：基準電壓源。
具體實施方式
以下，參照附圖說明本發明的實施方式。
圖1是本發明的第一實施方式的電壓電流轉換電路100的電路圖。
本實施方式的電壓電流轉換電路100具有輸入端子(也稱作“第一電源端子”)110、接地端子101(也稱作“第二電源端子”)、pmos晶體管120、121、122、電阻126(也稱作“第一電阻”)、輸出端子128以及校正電流生成部129。
校正電流生成部129由nmos晶體管123、124、pmos晶體管125以及電阻127(也稱作“第二電阻”)構成。
這里，為了使說明變得簡單，設pmos晶體管120、121、122、125的尺寸相等。出于相同的理由，設nmos晶體管123、124的尺寸也相等。此外，設電阻126、127的尺寸也相等，設其電阻值為r。
pmos晶體管120的源極與輸入端子110連接，漏極與校正電流生成部129內的nmos晶體管123的漏極連接。pmos晶體管121的源極與輸入端子110連接，柵極和漏極被公共連接而與pmos晶體管120的柵極連接。pmos晶體管122的源極與輸入端子110連接，柵極與pmos晶體管120的柵極和pmos晶體管121的柵極連接，漏極與輸出端子128連接。電阻126的一端與pmos晶體管121的漏極連接，另一端與接地端子101連接。
在校正電流生成部129中，nmos晶體管123的柵極和漏極被公共連接，源極與pmos晶體管125的源極連接。pmos晶體管125的柵極和漏極與接地端子101連接。nmos晶體管124的柵極與nmos晶體管123的柵極連接，源極與電阻127的一端連接，漏極與電阻126的一端和pmos晶體管121的漏極連接。電阻127的另一端與接地端子101連接。
接著，對如上構成的電壓電流轉換電路100的動作進行說明。
當對輸入端子110施加電壓vin(即，對第一電源端子110與第二電源端子101間施加電壓vin)時，電流流過pmos晶體管121與電阻126的串聯路徑。當設pmos晶體管121的柵極-源極間電壓的絕對值為|vgs|時，流過電阻126的電流i5由下式(2)表示。
【數學式2】
pmos晶體管120、121、122構成電流鏡電路，因此，各自的電流為成比例的值。并且，由于如上所述假定pmos晶體管120、121、122的尺寸全部相等，因此各自的電流值相等。
pmos晶體管120向nmos晶體管123與pmos晶體管125的串聯電路供給電流i3。這里，電流i3作為校正電流生成部129的驅動電流而發揮功能。
pmos晶體管121和pmos晶體管125以相同的偏置狀態進行動作，因此，pmos晶體管125的柵極-源極間電壓的絕對值與|vgs|相等。即，pmos晶體管125作為pmos晶體管121的復制(replica)元件進行動作，源極電壓為|vgs|。nmos晶體管123和nmos晶體管124彼此的柵極連接，因此，進行動作使得nmos晶體管124的源極電壓與nmos晶體管123的源極電壓大致相等。
另外，大致相等的理由是nmos晶體管123、124的漏極電流不同，因此嚴格來說產生差異。近似地，向電阻127的一端施加|vgs|，流過電阻127的電流i4由下式(3)表示。
【數學式3】
即，校正電流生成部129輸出與|vgs|成比例的電流i4。根據基爾霍夫定律，流過pmos晶體管121的電流i1由下式(4)表示。
【數學式4】
i1＝i4+i5…(4)
當在式子(4)中代入式子(3)的電流i4、式子(2)的電流i5時，電流i1由下式(5)表示。
【數學式5】
由此可知輸入電壓vin(即，第一電源端子110與第二電源端子101間的電壓)被電阻值r進行電壓電流轉換，生成電流(轉換電流)i1。
即，校正電流生成部129使用第二電阻127生成與在將下述電壓施加給第一電阻126的情況下產生的電流相當的電流作為校正電流i4，所述電壓與pmos晶體管121的柵極-源極間電壓的絕對值相當；通過將校正電流i4與流過電阻126的電流相加而生成轉換電流i1。
并且，pmos晶體管122的電流i2成為與電流i1相等的電流值，作為輸出電流從輸出端子128輸出。
圖2示出本實施方式的電壓電流轉換電路100的輸出電流i2的波形。
如圖2所示，從在時間t0施加電壓vin到輸出電流i2成為恒定值的時間ts的波形的斜率與圖7所示的以往的電壓電流轉換電路500的輸出電流i52的波形相比變陡，因此，從時間t0到時間ts的啟動時間ts0與以往的電壓電流轉換電路500的啟動時間ts5相比成為非常短的時間。即，本實施方式的電壓電流轉換電路100與以往的電壓電流轉換電路500相比能夠高速地啟動。
這樣，電壓電流轉換電路100通過采用不使用誤差放大電路的簡單結構，能夠刪除相位補償電容等延遲要素，因此能夠縮短啟動時間。
接著，參照圖3對本發明的第二實施方式的電壓電流轉換電路200進行說明。
本實施方式的電壓電流轉換電路200采用如下的結構：在第一實施方式的電壓電流轉換電路100中添加pmos晶體管230、231，連接被部分地變更。
其他的結構與圖1的電壓電流轉換電路100相同，對同一結構要素標注同一標號，適當省略重復的說明。
電壓電流轉換電路200與第一實施方式的電壓電流轉換電路100的不同點如下所述。
首先，pmos晶體管231的源極與輸入端子110連接，漏極與pmos晶體管122的漏極連接。
并且，pmos晶體管230的源極與輸入端子110連接，柵極和漏極與pmos晶體管231的柵極連接。
并且，nmos晶體管124的漏極不與電阻126的一端和pmos晶體管121的漏極連接而與pmos晶體管230的漏極連接。
這里，為了使說明變得簡單，設pmos晶體管230、231的尺寸相等。
對本實施方式的電壓電流轉換電路200的動作進行說明。與連接同樣地，對與第一實施方式的電壓電流轉換電路100的不同點進行描述。
由于pmos晶體管121的漏極和校正電流生成部129的輸出已被切斷(未連接)，因此，pmos晶體管121的漏極電流由電流i5決定。電流i5與第一實施方式的電壓電流轉換電路100的代數式(2)相等。校正電流生成部129的輸出電流(校正電流)i4與本發明的第一實施方式的電壓電流轉換電路100的代數式(3)相等。
pmos晶體管230、231構成電流鏡，由于假定各自的尺寸相等，因此，pmos晶體管231的漏極電流與電流i4相等。pmos晶體管121和pmos晶體管122構成電流鏡，由于假定各自的尺寸相等，因此，pmos晶體管122的漏極電流與電流i5相等。
輸出端子128的電流i2成為將pmos晶體管131的漏極電流與pmos晶體管122的漏極電流相加的形式，由下式(6)表示。
【數學式6】
i2＝i4+i5…(6)
當代入式子(3)的電流i4和式子(2)的電流i5時，電流i2由下式(7)表示。
【數學式7】
由此可知輸入電壓被電阻值r進行電壓電流轉換，生成與第一實施方式的電壓電流轉換電路100相等的電流(轉換電流)i2。即使由校正電流生成部129生成的電流i4經由電流鏡相加，也能夠得到同等的效果。并且，由于是不使用相位補償電容等延遲元件的結構，因此，與第一實施方式同樣可得到如下的效果：電壓電流轉換電路200也能夠縮短啟動時間。
接著，參照圖4對本發明的第三實施方式的電壓電流轉換電路300進行說明。
本實施方式的電壓電流轉換電路300由接地端子(也稱作“第一電源端子”)201、輸入端子(也稱作“第二電源端子”)210、nmos晶體管301、302、pmos晶體管305、306、307、輸出端子128、電阻308(也稱作“第一電阻”)以及校正電流生成部310構成。
校正電流生成部310由nmos晶體管303、304和電阻309(也稱作“第二電阻”)構成。
這里，為了使說明變得簡單，設pmos晶體管305、306、307的尺寸相等。出于相同的理由，設nmos晶體管301、302、304的尺寸也相等。此外，設電阻308、309的尺寸也相等，設其電阻值為r。
電阻308的一端與輸入端子210連接，另一端與nmos晶體管301的柵極和漏極連接。
nmos晶體管301的源極與接地端子201連接。nmos晶體管302的源極與接地端子201連接，柵極與nmos晶體管301的柵極連接，漏極與pmos晶體管305的柵極和漏極以及nmos晶體管303的漏極連接。
pmos晶體管305的源極與輸入端子210連接。pmos晶體管306的源極與輸入端子210連接，柵極與pmos晶體管305的柵極和pmos晶體管307的柵極連接，漏極與nmos晶體管304的漏極和nmos晶體管303的柵極連接。
在校正電流生成部310中，nmos晶體管303的源極與電阻309的一端和nmos晶體管304的柵極連接。電阻309的另一端與接地端子201連接。nmos晶體管304的源極與接地端子201連接。
pmos晶體管307的源極與輸入端子210連接，漏極與輸出端子128連接。
接著，對本實施方式的電壓電流轉換電路300的動作進行說明。
當對輸入端子210施加電壓vin(即，對第一電源端子201與第二電源端子210間施加電壓vin)時，電流流過電阻308與nmos晶體管301的串聯路徑。當設nmos晶體管301的柵極-源極間電壓為vgsn時，電流i8由下式(8)表示。
【數學式8】
nmos晶體管301、302構成電流鏡電路，因此，各自的電流為成比例的值。并且，由于如上所述假定nmos晶體管301、302的尺寸全部相等，因此，各自的電流i8與電流i10相等。并且，pmos晶體管305、306、307構成電流鏡電路，因此，各自的電流為成比例的值。并且，由于如上所述假定pmos晶體管305、306、307的尺寸全部相等，因此，各自的電流i9、電流i12和電流i13相等。電流i9為電流i10與校正電流生成部310的輸出電流i11之和，由下式(9)表示。
【數學式9】
i9＝i10+i11…(9)
當向校正電流生成部310供給電流i12時，nmos晶體管303的柵極電壓上升。由此，當nmos晶體管303導通時產生漏極電流，nmos晶體管304的柵極電壓上升。當nmos晶體管304導通時產生漏極電流，nmos晶體管303的柵極電壓降低。由于nmos晶體管303、304這樣地構成負反饋電路，因此，nmos晶體管304的柵極電壓成為使得其漏極電流為i12的電壓vgsn′。由于對電阻309施加電壓vgsn′，因此，校正電流生成部310的輸出電流(校正電流)i11由下式(10)表示。
【數學式10】
如上所述假定電流i10與電流i8相等，當在代數式(9)的電流i9中代入電流i11和電流i10時，電流i9由下式(11)表示。
【數學式11】
并且，當設漏極電流為ids，設常數為k，設閾值為vth時，通常情況下飽和區域中的nmos晶體管的柵極-源極間電壓vgs由下式(12)表示。
【數學式12】
當設nmos晶體管301、304的閾值vth和常數k相等，進而考慮各個漏極電流而在代數式(11)的電流i9中代入柵極-源極間電壓時，電流i9由下式(13)表示。
【數學式13】
設在式子(13)中電流i8、i12相對于常數k較小，2個平方根的項與閾值vth相比充分小而可以忽略時，電流i9由下式(14)表示。
【數學式14】
由此可知輸入電壓vin(即，第一電源端子201與第二電源端子210間的電壓)被電阻值r進行電壓電流轉換而生成電流i9。電流i13通過電流鏡電路而成為與電流i9成比例的電流，從輸出端子128輸出。
并且，本實施例的電壓電流轉換電路300在內部存在伴隨著負反饋電路的校正電流生成部310，但是通過采用放大級較少的結構，不會增加相位補償電容等延遲要素，與上述第一實施方式和第二實施方式同樣地，也能得到針對縮短啟動時間的效果。
并且，在式子導出的過程中使用近似，這是因為nmos晶體管301與校正電流生成部310內的nmos晶體管304的漏極電流產生差異。只要nmos晶體管304的漏極電流至少包含nmos晶體管301的漏極電流即可，上述的近似成立。
此外，本實施例的nmos晶體管304兼具校正電流生成部310的功能和相對于nmos晶體管301的復制元件的功能。
圖5是示出將本發明的第一實施方式的電壓電流轉換電路100用于開關調節器的例子的電路圖。
圖5所示的開關調節器400具有電源端子401、接地端子402、比較電路411、nmos晶體管412、電容413、驅動器414、rs觸發器415、pmos晶體管416、nmos晶體管419、電感器417、電容418、比較電路420以及基準電壓源421，還構成為包含上述的電壓電流轉換電路100。
在電壓電流轉換電路100中，輸入端子110與電源端子401連接，輸出端子128與電容413的一端、nmos晶體管412的漏極以及比較電路411的非反轉輸入端子連接。電容413的另一端與接地端子402連接。
比較電路411的反轉輸入端子與電感器417的一端、電容418的一端以及比較電路420的反轉輸入端子連接，輸出與rs觸發器415的復位輸入r連接。
nmos晶體管412的柵極與rs觸發器415的反轉輸出qb和驅動器414的輸入連接，源極與接地端子402連接。驅動器電路414的第一輸出與pmos晶體管416的柵極連接，第二輸出與nmos晶體管419的柵極連接。
pmos晶體管416的源極與電源端子401連接，漏極與nmos晶體管419的漏極和電感器417的另一端連接。電容418的另一端與接地端子402連接。nmos晶體管419的源極與接地端子402連接。
比較電路420的非反轉輸入端子與基準電壓源421的一端連接，輸出與rs觸發器415的置位輸入s連接。基準電壓源421的另一端與接地端子402連接。
對開關調節器400的動作進行說明。
比較電路420對基準電壓源421的基準電壓vref和開關調節器400的輸出電壓vout進行比較。當輸出電壓vout低于基準電壓vref時，比較電路420輸出high，對rs觸發器電路415進行置位。
rs觸發器電路415當被置位時從輸出qb輸出low，使nmos晶體管412截止。與此同時，經由驅動器電路414將pmos晶體管416導通，將nmos晶體管419截止。
伴隨著nmos晶體管412的截止，通過電壓電流轉換電路100的輸出電流對電容413進行充電。此時，電容413的一端的電壓vramp成為相對于時間具有一定斜率的電壓波形。
即，電壓電流轉換電路100在輸入端子110接收電源端子401的電源電壓vdd，因此，從輸出端子128輸出與電源電壓vdd成比例的電流，由此，在接通電源電壓vdd之后，短時間地開始進行從電壓電流轉換電路410向電容413的電流供給。
比較電路411對電壓vramp和電壓vout進行比較，當電壓vramp高于電壓vout時輸出high。
當向復位輸入r輸入high時，rs觸發器415從輸出qb輸出high。與此相伴將nmos晶體管412導通，電壓vramp成為0v。還經由驅動器電路414將pmos晶體管416截止，將nmos晶體管419導通。電感器417和電容418使pmos晶體管416的漏極電壓平滑而生成電壓vout。
另外，本例示出將第一實施方式的電壓電流轉換電路100用于開關調節器的例子，但是，也可以取代電壓電流轉換電路100而使用第二實施方式的電壓電流轉換電路200或第三實施方式的電壓電流轉換電路300。
如上所述，本發明的電壓電流轉換電路還能夠作為生成開關調節器的接通時間的定時電路來使用。在該情況下，能得到如下的效果：能夠縮短從施加電源電壓到開關調節器穩定動作的啟動時間。
以上，對本發明的實施方式進行了說明，但本發明不限于上述實施方式，當然能夠在不脫離本發明主旨的范圍內進行各種變更。
例如，在上述實施方式中，對使用mos晶體管作為電壓電流轉換電路的例子進行了說明，但是，也可以使用雙極晶體管等。
并且，在上述實施方式中，也可以使用使pmos晶體管和nmos晶體管的極性反轉后的電路結構。
并且，在上述第一實施方式～第三實施方式中，也可以使用將由校正電流生成部生成的校正電流與由電流鏡電路折返幾次之后流過第一電阻的電流相加的電路結構。