一種電動汽車雙向充放電系統設計方法與流程
本發明涉及電動汽車雙向充放電技術領域，尤其涉及一種電動汽車雙向充放電設計方法。
背景技術：
充電機是實現電動汽車與電網間能量互動的主要設備，主要由整流裝置、DC-DC變換器以及濾波裝置構成。因涉及到整流環節，充電機充電過程中會有諧波產生，而諧波對公用電網危害較大，因此應采取相應的抑制措施。
電動汽車以電能為動力，當作為普通負載時，會增加電網的負荷，若大量電動汽車存在充電時間的重疊，對電網造成的負面影響較大，若為儲能單元，可為電網的穩定、安全運行提供支撐；電動汽車與電網的能量交互通過充電機實現，由于涉及到整流環節，造成了電動汽車充電機具有非線性特性，工作時可產生諧波電流，諧波注入電網會降低電網的電能質量，對公用電網造成污染，導致電力線路線損增加，加劇電氣設備發熱，降低電氣設備的使用壽命，引起電力系統中重要電力設備如變壓器的保護誤動作，造成生產或運行的中斷，帶來重大的經濟損失。電力系統運行的基本要求是安全、穩定，電動汽車與電網密切相關，研究電動汽車充放電行為對電網影響以及諧波抑制方法，既有利于電網的安全、穩定運行，又有利于電動汽車的發展，能夠緩解能源和環境問題。
目前的研究主要通過測量與仿真的手段，分析充電站工作時產生的諧波特性以及諧波對電力系統的影響，并提出了相應的抑制諧波技術。國內的研究集中在諧波分析與抑制方面，如文獻“電動汽車充電機(站)諧波問題的研究”,2008，北京交通大學，碩士論文，利用Simulink仿真軟件搭建充電機的仿真模型，研究仿真數據及充電站諧波特點，提出一種簡化的充電站諧波工程算法，最后驗證了該算法在實際工程中的可用性；文獻“電動汽車充電站諧波抑制方法的對比分析”，電力系統保護與控制，第40卷第19期，2012年10月1日，根據實際充電站采用的諧波抑制措施，選擇三種典型的形式，即十二脈整流、有源電力濾波器(APF)、PWM整流三種抑制方式，通過仿真比較這三種方法的優缺點，并提出相應的改進措施，為諧波抑制提供理論基礎；中國專利CN103595051A公開了一種有源電力濾波器諧波電流跟蹤控制方法，該發明中采用有源濾波器進行諧波抑制，這種有源濾波器容量一般有限，不能單獨應用于大功率濾波場合。中國專利CN105811419A公開了一種精確抑制電網諧波的控制方法，該發明中是需要將生成的PWM驅動信號輸送給諧波抑制控制器，再由諧波抑制控制器的功率變換電路經電抗器輸送給電網,需要經過諧波抑制措施后才能保證電網的安全性。
充電站常用整流結構主要為六脈波整流，而對于PWM整流以及十二脈波整流應用于電動汽車充電站的實例較少，較為常用的諧波抑制方法是采用無源濾波或有源濾波，這種諧波抑制方法是諧波產生后再進行消除，且無源濾波器濾波性能易受系統參數的影響，
技術實現要素：
為克服現有技術中存在的電動汽車充放電產生諧波的問題，本發明提供了一種電動汽車雙向充放電系統設計方法。
本發明提供了一種電動汽車雙向充放電系統設計方法，其創新點在于：所述雙向充放電設計方法包括以下具體步驟：
S1，建立由網側電源、PWM整流器、DC-DC變換器以及蓄電池組成的電
動汽車充放電模型；其中PWM整流器采用三相PWM整流器；
S2，確定主電路參數取值范圍；主電路參數包括交流側電感參數和直流側
電容參數；
S3，設定三相PWM整流器控制策略分析諧波特性；
S4，搭建仿真模型，仿真分析驗證理論分析的正確性。
進一步的，所述步驟S1中電動汽車充放電模型采用電動汽車充放電系統拓撲結構。
進一步的，所述步驟S2中確定交流側電感參數的具體步驟如下：S21，確定交流側電感參數的條件，分為條件a和條件b；S22，根據條件a和條件b，設定所述交流側電感參數取值范圍。
進一步的，所述條件a為電感上的壓降規定小于電源相電壓的30％；所述條件b為交流側電流的最大超調量在一個開關周期內，在只考慮基波情況下，取小于或等于交流側額定相電流峰值的20％。
進一步的，所述交流側電感參數取值范圍為
進一步的，所述步驟S2中直流側電容參數取值范圍為
進一步的，三相PWM整流器控制策略包括：整流方向和逆變方向；三相PWM整流器控制策略的整流方向采用電流內環和電壓外環的雙閉環控制，實現直流側電壓可控以及系統的單位功率因數運行，并得到正弦電流；所述三相PWM整流器的逆變方向采用恒功率控制策略。
進一步的，所述仿真模型采用雙閉環控制系統仿真模型，采用前饋解耦控制策略進行控制。
進一步的，所述系統仿真建模分析分為整流方向仿真分析和逆變方向仿真分析。
進一步的，所述逆變方向仿真分析采用逆變器輸出A相相電壓諧波分析，設定逆變目標為是得到頻率為50Hz、幅值為220V的三相電壓。
進一步的，所述整流方向仿真分析包括直流側電壓分析、變壓器閥側的電流和電壓相位分析、電流諧波特性分析與對比；
所述直流側電壓分析：對單臺充電機充電時直流側電壓進行觀察，控制目標是使直流側電壓穩定在550V；
所述變壓器閥側的電流：0.04s以后能夠實現電流、電壓同相位，且電流波形基本接近正弦；
所述電流諧波特性分析與對比：選取變壓器高壓側A相電流進行分析；采用六脈波與十二脈波整流器構成的充電機和PWM整流器構成的充電機進行對比。
與現有技術相比，本發明的有益效果是：
(1)通過本發明中電動汽車雙向充電系統設計放下設置的充放電系統可以實現整流也可以實現逆變，而且可以不加諧波抑制措施，就可以使相應的電流、電壓滿足入網要求。
(2)本發明中采用三相PWM整流器控制策略，在整流和逆變方向進行控制系統后，在電流諧波特性分析方面的整流方向，具備通過本發明設計方法的充電機相比于六脈波以及十二脈波整流器構成的充放電機產生的電流總諧波畸變率大大降低，各次諧波含有率也大大降低，諧波畸變率與各次諧波有效值都可以滿足國標規定的入網標準，在同等條件下，電網容許通過本發明設計方法設置的充電系統接入的能力大大提高。
(3)當充電機數目增加，如4臺以上，六脈波充電機不能夠滿足國家標準規定的諧波限值，而十二脈波充電機雖然能夠滿足標準，但需用專用變壓器，本發明構成的充電機產生的諧波電流能夠完全滿足標準，說明通過本發明設計方法設置的充電機具有較好地諧波抑制效果，即使不加諧波抑制措施也可以符合要求。
(4)在逆變方向上，由FFT分析結果就可看出，雖然總諧波畸變率較大，但各次諧波畸變率都較小，都小于3％，而規定380V電壓等級下總諧波畸變率要小于5％，偶次諧波含有率小于2％，奇次小于4％，如表1所示，可知各次諧波畸變率可以滿足入網要求。
(5)濾波后電壓即模型中電阻上的電壓，由圖7中的三相電壓波形與表2中的總諧波畸變率，可知濾波效果較好，可得到相電壓為220V的三相正弦波交流電，且頻率為50Hz，而且總諧波畸變率僅為2.24％，各次諧波含有率也能夠滿足入網要求。
附圖說明
圖1是電動汽車雙向充放電系統示意圖；
圖2是雙閉環控制系統與PWM主電路原理圖；
圖3是單臺充電機充電時直流側電壓仿真結果；
圖4是變壓器閥側的電流和電壓相位分析圖；
圖5是變壓器高壓側A相電流進行分析圖；
圖6是逆變方向仿真分析圖；
圖7是FFT分析結果圖；
圖8是三相電壓波形圖；
圖9是濾波后的FFT分析結果圖。
具體實施方式
以下結合附圖和實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。
本實施方式披露了一種電動汽車雙向充放電系統設計方法。所述雙向充放電設計方法包括以下具體步驟：
S1，建立由網側電源、PWM整流器、DC-DC變換器以及蓄電池組成的電動汽車充放電模型；其中PWM整流器采用三相PWM整流器；
S2，確定主電路參數取值范圍；主電路參數包括交流側電感參數和直流側電容參數；
S3，設定三相PWM整流器控制策略分析諧波特性；
S4，搭建仿真模型，仿真分析驗證理論分析的正確性。
所述步驟S1中電動汽車充放電模型采用電動汽車充放電系統拓撲結構；如圖1所示，該電動汽車雙向充放電系統主要由網側電源、PWM整流器、DC-DC變換器以及蓄電池組成；所述網側電源、PWM整流器、DC-DC變換器以及蓄電池從左往右依次連接；按照充電與放電兩個方向分別分析，所述充放電系統的核心部分為PWM整流器，所述PWM整流器的控制算法選用SVPWM。
電動汽車充放電系統拓撲結構分為交流側和直流側；所述交流側中采用三相PWM整流器，對交流側電感具有儲能作用，是實現升壓斬波電路的關鍵環節，對高次諧波電流呈現的電抗大，具有諧波抑制作用；所述直流側中采用直流側的電容，直流側的電容具有穩定直流側電壓、降低電壓波動的作用，還可以抑制直流側諧波電壓以及在PWM整流器交流側與直流負載間的能量交換起緩沖作用，因此所述直流側主要考慮電容電壓波動。通過電動汽車雙向充放電設計方法，既有利于電網的安全、穩定運行，又有利于電動汽車的發展，能夠緩解能源和環境問題。
在雙向充放電設計方法步驟中，步驟S2中確定交流側電感參數的具體步驟如下：S21，確定交流側電感參數的條件，分為條件a和條件b；S22，根據條件a和條件b，設定所述交流側電感參數取值范圍。所述條件a為電感上的壓降規定小于電源相電壓的30％；忽略功率變換效率且功率因數為1的情況下，則系統輸入功率等于系統輸出功率，有：
3UNIN cosφ＝3UNIN＝Po (1)
可得：
式(2)中IN、UN分別表示交流側相電流、相電壓的有效值。根據條件a中所述電感上的壓降規定小于電源相電壓的30％約束條件，有：
ωLIN＜0.3UN，ω＝100π (3)
可得：
作進一步優選的，所述條件b中交流側電流的最大超調量在一個開關周期內應盡可能小，在只考慮基波情況下，取小于或等于交流側額定相電流峰值的20％。由于電感上最大壓降是在交流側額定相上管導通，其他兩相下管導通，且電源電壓為負峰值的情況下，此時電感上壓降的絕對值為最大，令所述交流側額定相電流為i，有：
取開關頻率固定為10000Hz(工頻頻率的200倍)，實際電流關于參考電流波形對稱，可得：
結合條件b以及公式(2)可得：
即
其中P0為直流側輸出功率，Udc為直流電壓，fk＝1/Tk，其中Tk為開關周期。
作為進一步優選的，所述交流側電感的電感取值范圍通過條件a中公式(4)和條件b中公式(8)確定交流側電感設計中交流側電感的電感取值范圍，得出交流側電感的電感取值范圍為
作進一步優選的，所述電動汽車雙向充放電系統設計方法確定直流側電容取值范圍，在系統中由于三相PWM整流器存在，負載變換導致的瞬態輸入輸出功率不平衡而引起電容電壓波動，在所述電動汽車雙向充放電系統由整流到逆變轉變時，輸入功率與輸出功率偏差最大，瞬態過程最長，這個過程中的能量偏差都積累在直流側電容上，電壓波動較大。
可得出該瞬態過程的過度時間Tmax表達式：
在所述電動汽車雙向充放電系統由整流到逆變轉變的時間段內設電容端電壓由U1變化到U2，認為系統的平均輸出功率不變，根據能量守恒，有：
則可得電容上的電壓波動量：
規定電容電壓波動量的最大值為ΔUmax＝5％Udc
最終確定直流側電容取值范圍，其中Ls為電感量，P0為直流側輸出功率，Udc為直流電壓，IN、UN分別表示交流側相電流、相電壓的有效值。
確定主電路中的交流側電感和直流側電容后，需設定三相PWM整流器控制策略分析諧波特性；所述三相PWM整流器的控制策略包括：整流方向和逆變方向；
所述三相PWM整流器控制策略的整流方向：
在整流時采用電流內環和電壓外環的雙閉環控制，實現直流側電壓可控以及系統的單位功率因數運行，并得到正弦電流。
所述三相PWM整流器控制策略的逆變方向：
在逆變時采用恒功率控制策略將電動汽車蓄電池與電網相并，為電網穩定運行提供支撐。其理論依據如下：設并網逆變器輸出三相電壓(只考慮基波)為：
根據前述坐標變換理論，將三相靜止坐標系變換到dq坐標系下：
結合式(13)與(14)可得：
由瞬時功率理論可得逆變器輸出有功功率與無功功率為：
將式(15)代入(16)，可得：
由式(17)可知若能實現dq軸的電流控制，即可實現有功與無功的控制。
作為進一步優選的，需要搭建仿真模型，仿真分析驗證理論分析的正確性。其中仿真模型采用雙閉環控制系統仿真模型，如圖2為雙閉環控制系統與PWM主電路原理圖，由圖2可看出首先經過電流、電壓傳感器獲得電網三相電流、電壓，經過變換得到dq坐標系下的電流、電壓，采用前饋解耦控制策略進行控制，其中直流側電壓與期望輸出的直流電壓比較后經PI調節器得到d軸電流參考值若想實現單位功率因數運行，則可使無功電流分量即q軸參考電流值為0，通過雙閉環產生vd、vq，并通過SVPWM控制算法得到觸發脈沖去驅動開關管的開通或關斷，以實現直流母線電壓的控制以及電網側電流的控制。電流環的控制器在進行參數設計時未考慮uq的影響，因此仿真過程中也可對uq的作用不計，只考慮ud的影響。
本實施例中在搭建仿真模型后，對仿真模型進行分析包括：整流方向仿真分析和逆變方向仿真分析；所述整流方向仿真分析包括直流側電壓分析、變壓器閥側的電流和電壓相位分析、電流諧波特性分析與對比。
所述直流側電壓分析：
(1)對單臺充電機充電時直流側電壓進行了觀察，控制目標是使直流側電壓穩定在550V，圖3為仿真結果。由圖3可知直流側電壓Udc在一開始有一定的超調，超調量為8.58％，0.05s進入了穩態；
(2)電壓能夠基本穩定在550V，電壓紋波很小，波動不到0.3V，即電壓紋波小于0.05％，實現了直流側電壓的控制目標，且電壓的動態響應特性較好。
所述變壓器閥側的電流和電壓相位分析：
圖4中峰值較大的為相電壓波形、峰值較小的為相電流波形，可看出在0.04s以后能夠實現電流、電壓同相位，且電流波形基本接近正弦。為了便于觀察，上圖中的相電流整體擴大了2倍。
所述電流諧波特性分析與對比：
選取變壓器高壓側A相電流進行分析。由圖5可看出PWM整流器的諧波特性較為復雜，沒有明顯的規律，包括直流分量、基波分量以及各次諧波分量。但電流總諧波畸變率僅為1.63％。
(1)六脈波與十二脈波整流器構成的充電機電流諧波次數具有明顯的特征，即六脈波諧波次數主要為6k±1次(k為正整數)，其中5、7次諧波含量較大；十二脈波諧波次數主要為12k±1次，其中11、13次諧波含量較大；而采用本發明中PWM整流器控制策略下具有所述充電系統的充電機諧波次數較為復雜，2、5、6以及7次諧波含量較大。
(2)通過本發明方法設置的充電機相比于六脈波以及十二脈波整流器構成的充電機產生的電流總諧波畸變率大大降低，各次諧波含有率也大大降低，諧波畸變率與各次諧波有效值都可以滿足國標規定的入網標準，在同等條件下，電網容許通過本發明設計方法下設置的充電機接入的能力大大提高。
(3)單臺充電機進行充電時無論何種類型的整流器，電流各次諧波有效值均能夠滿足入網要求，說明單臺充電機對電網影響不明顯；但若充電機數目增加(如4臺以上)，六脈波充電機不能夠滿足國家標準規定的諧波限值，而十二脈波充電機雖然能夠滿足標準，但需用專用變壓器，本發明設置的充電機產生的諧波電流能夠完全滿足標準，說明本發明設定下的充電系統具有較好地諧波抑制效果，即使不加諧波抑制措施也可以符合要求。
所述逆變方向仿真分析：
逆變目標是得到頻率為50Hz、幅值為220V的三相電壓。以A相相電壓為例分析，B、C兩相分析結果一致。
表1 逆變器輸出A相相電壓諧波特性
由圖6和圖7分析可看出逆變器輸出A相電壓波形畸變較大，這主要是PWM逆變導致的，實際上依據面積等效原則上述逆變輸出電壓是等效正弦波的，由FFT分析結果就可看出，雖然總諧波畸變率較大，但各次諧波畸變率都較小，都小于3％，而規定380V電壓等級下總諧波畸變率要小于5％，偶次諧波含有率小于2％，奇次小于4％，如表1所示，可知各次諧波畸變率可以滿足入網要求，但總諧波基波率不滿足，可加一電感進行濾波。
表2 逆變器輸出濾波后A相相電壓諧波特性
濾波后電壓即模型中電阻上的電壓，由圖8和圖9中的三相電壓波形與表2中的總諧波畸變率，可知濾波效果較好，可得到相電壓為220V的三相正弦波交流電，且頻率為50Hz，而且總諧波畸變率僅為2.24％，各次諧波含有率也能夠滿足入網要求。
通過以上分析可知，通過本發明中電動汽車雙向充電系統設計放下設置的充放電系統可以實現整流也可以實現逆變，而且可以不加諧波抑制措施，就可以使相應的電流、電壓滿足入網要求。
上述說明示出并描述了本發明的優選實施例，如前所述，應當理解本發明并非局限于本文所披露的形式，不應看作是對其他實施例的排除，而可用于各種其他組合、修改和環境，并能夠在本文所述發明構想范圍內，通過上述教導或相關領域的技術或知識進行改動。而本領域人員所進行的改動和變化不脫離本發明的精神和范圍，則都應在本發明所附權利要求的保護范圍內。
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