一種快速恒流的控制方法與流程
本發明涉及漏磁檢測技術領域，特別涉及一種快速恒流的控制方法。
背景技術：
鐵磁性材料因其具有強度高、耐沖擊、價格低廉等特點，在石油、石化、鐵路等領域得到了廣泛應用。然而因受內部介質腐蝕、應力腐蝕和外部環境腐蝕的綜合因素影響，在實用過程中不可避免地出現多種類型的缺陷，如裂紋、坑蝕、壁厚減薄等。儲罐多采用直接埋地方式，底部容易老化、腐蝕，從而引發泄露事故。
為了早期發現缺陷，減少災害事故的發生，近年來，科研人員采用聲發射、導波、漏磁等多種技術開展了無損檢測。聲發射檢測技術可用于各類缺陷的使用狀態下的動態活動性評價，并可實現缺陷的長期活動性監測，適應材料范圍大，在線監測溫度適應范圍寬。但存在易受電噪聲干擾，數據解釋依賴現場檢測經驗，檢測結果定性不定量，需要通過其他無損檢測方法來進一步確認的缺點。高頻導波檢測技術作為一種以點帶面的快速母材檢測技術，在當今我國原油含硫含酸量提高，裝置腐蝕日益嚴重的現狀下，為提高裝置設備在線檢測監測的可靠性起到一定作用。主要發現存在的體積型缺陷和面狀缺陷。但對均勻腐蝕、點腐、軸向裂紋等不敏感。
漏磁檢測是目前應用最廣泛的一種電磁無損檢測技術。近年來，隨著對漏磁場檢測技術的研究不斷深入，在交流磁化的基礎上，發展出了低頻磁化新技術。低頻磁化滲透深度大，可使檢測厚度增大；通過提取信號相位和幅值信息，用于測量工件腐蝕情況和厚度的變化，可靠性高。焦敬品等利用低頻漏磁信號的幅值和相位信息，對鐵磁構件內外表面損傷進行檢測與定量評價[一種用于鐵磁性管道內壁裂紋檢測的低頻交流漏磁檢測方法[d].北京工業大學，2015]。楊理踐等針對金屬板缺陷的低頻電磁檢測開展了研究，探討了激勵電流、激勵頻率對磁感應強度的影響、缺陷尺寸與漏磁場強度之間的變化規律[金屬板缺陷的低頻電磁檢測[j].沈陽工業大學，2015]。
目前低頻漏磁檢測技術廣泛采用電壓源作為激勵源，通過調節輸出電壓改變激勵電流大小，從而改變勵磁強度。低頻漏磁所用激勵裝置為帶有磁芯的線圈，呈感性，在交流電壓激勵時，其阻抗與頻率有關。因此，在恒定激勵電壓作用下，當激勵信號頻率變化時，流經線圈的電流發生變化，從而引起勵磁強度變化，進而引起漏磁場強度變化。而根據漏磁檢測的原理，缺陷處也將引起漏磁強度變化。這樣以來，將無法區分具體哪種因素造成了漏磁強度變化。在使用恒壓源研究激勵信號頻率變化對漏磁檢測效果的影響時，需要在每次改變激勵頻率后，手動調節激勵源輸出電壓幅度，以實現恒定電流激勵，不僅操作繁瑣，而且誤差大，精度低。
在檢測帶有防腐涂層的儲罐底板時，提離值對檢測結果影響較大，防腐層的噴涂不均造成了檢測過程中檢測線圈提離值出現較大波動。在電壓源激勵模式下，這種波動將帶來激勵電流的波動，進而影響了激勵磁場的穩定性，導致了檢測結果的穩定性的下降。
另外，激勵電流受勵磁線圈發熱、檢測現場環境溫度變化等因素影響，恒壓激勵條件下電流不恒定，造成激勵強度變化，影響檢測結果的穩定性和精度。
為滿足低頻漏磁檢測需求，穩定激勵磁場，提高檢測穩定性，需要設計專用恒流激勵源。傳統的交流恒流源多采用spwm波，通過逆變方式產生交流電壓，諧波分量大，不適合低頻漏磁檢測應用需求。另外一種廣泛采用的恒利源設計方案是通過直接數字頻率合成技術得到高精度正弦波，然后再利用基于電流反饋的閉環控制方案，實現恒流控制。該方案調節速度較快，穩態誤差小，適合多數應用場所。
然而，低頻漏磁檢測所用激勵信號頻率低，常采用100hz以下激勵信號，其周期大于10ms。常規的電流取樣方法采用有效值轉換或者峰值采樣獲得電流采樣值，實際應用中，電流采樣值滯后于負載電流變化一個周期以上，這對于高頻信號，影響較小，但對于低頻恒流源的設計，影響較大。因此，基于這兩種電流采樣方式所設計的恒流源，恒流速度慢，輸出電流波動大。無法滿足低頻漏磁檢測對恒流激勵源更高的應用需求。
技術實現要素：
為了實現上述發明目的，一種適用于鋼板漏磁檢測的低頻交流快速恒流源設計方案，以及將此恒流源應用于鋼板漏磁檢測，提高檢測精度和穩定度的方法。
一種快速恒流控制方法，通過上位機對信號源進行控制，使其產生一個加載于負載的正弦信號，
步驟一，分別從信號源和負載的輸出端進行采樣，正弦信號的輸出電壓為：
其中，us為正弦信號輸出電壓，a是正弦波幅值，ω是角頻率，
負載采樣電壓記作ur，采樣電壓為
其中，采樣時刻為t，
步驟二，對步驟一的采樣結果進行比對；
將ta時刻的電壓采樣值記作ur(ta)，經公式
繼而得到取樣電壓幅值：
依據該公式，可以得出取樣時刻的電壓幅值a1，繼而得到采樣時刻負載中的電流幅值；
步驟三，以步驟二中的電流幅值與上位機的設定值做差值，得到電流誤差；
步驟四，將步驟三得到的電流誤差反饋至上位機，上位機根據該誤差對正弦信號的輸出狀態進行調整。
優選為，實現所述快速恒流控制方法的恒流源系統為：
控制器2連接da轉換單元3產生正弦信號；正弦信號依次通過低通濾波單元4、幅度調節單元5和功率放大單元6調制，得到激勵信號，并將激勵信號加載于負載7；所述反饋電路中的采樣單元包括電流采樣單元8和相位差采樣單元9，負載7通過電流采樣單元8、ad轉換單元10連接所述控制器2；相位差采樣單元9的輸入端分別連接電流采樣單元8和低通濾波單元4的輸出端，相位差采樣單元9的輸出端連接所述控制器2。
優選為，所述負載7為激勵線圈；激勵線圈為帶有鐵芯的感性負載，在恒流激勵信號作用下，產生激勵電磁場。
優選為，所述電流采樣單元8實現電路包括，通過采樣電阻與負載7連接的運算放大及比較電路，運算放大及比較電路的輸出端通過ad轉換單元10連接所述控制器2；
相位差采樣單元9包括兩個同相電壓過零比較電路，其一的輸入端與所述低通濾波單元4連接；另一所述同相電壓過零比較電路的輸入端與所述電流采樣單元8的輸出端連接；兩個同相電壓過零比較電路的輸出端均連接所述控制器2。
優選為，所述功率放大單元6包括三級放大電路，其中一級放大電路為同相比例運算電路、二級放大電路為反相比例運算電路，一級放大電路和二級放大電路串聯，三級放大電路為對稱式功率放大電路，所述一級同相比例運算電路和二級反相比例運算電路的輸出端分別與三級放大電路的輸入端連接。
優選為，所述運算放大及比較電路中的放大器為低功耗儀表放大器ad620。
優選為，所述同相電壓過零電壓比較器為lm311d電壓比較器。
一種漏磁檢測方法，
步驟一，設置激勵源，且對其進行參數設置；
步驟二，通過步驟一的激勵源激發漏磁檢測模塊產生激勵磁場，生成漏磁檢測信號；
步驟三，對步驟二產生的信號進行調理采集、整形，并上傳至上位機；
所述激勵源為前述的快速恒流控制方法生成的恒流源。
一種漏磁檢測裝置，包括依次設置的參數設置模塊、激勵源模塊、漏磁檢測模塊、信號處理模塊、信號采集模塊、上位機；漏磁檢測模塊包括激勵線圈，所述激勵源模塊為基于前述快速恒流控制方法的激勵源發生模塊。
本發明實施例提供的技術方案帶來的有益效果是：本技術方案的恒流源調節速度快，精度高，輸出穩定，線性度好，且具有完善的多重保護功能。以其作為低頻交流漏磁檢測激勵源，克服了因激勵頻率變化、提離值變化、線圈發熱及環境等因素造成的激勵電流變化，有效保證了激勵磁場的穩定，因此可提高低頻交流漏磁檢測的精度和穩定性。
附圖說明
圖1為本發明實施例的原理框圖。
圖2為本發明實施例的電流采樣及相位采樣單元電路圖。
圖3為本發明實施例的電流采樣及相位采樣單元波形圖。
圖4為本發明實施例的功率放大單元電路圖。
圖5為本發明實施例的漏磁檢測方法框圖。
圖6為本發明實施例的試驗曲線圖。
其中，附圖標記為：1、參數設置單元；2、控制器；3、da轉換單元；4、低通濾波單元；5、幅度調節單元；6、功率放大單元；7、負載；8、電流采樣單元；9、相位差采樣單元；10、ad轉換單元；11、電源檢測與控制單元；12、多路電源轉換單元；13、12v電瓶。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。當然，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發明，并不用于限定本發明。
實施例1
一種快速恒流控制方法，通過上位機對信號源進行控制，使其產生一個加載于負載的正弦信號，
步驟一，分別從信號源和負載的輸出端進行采樣，正弦信號的輸出電壓為：
其中，us為正弦信號輸出電壓，a是正弦波幅值，ω是角頻率，
負載采樣電壓記作ur，采樣電壓為
其中，采樣時刻為t，
步驟二，對步驟一的采樣結果進行比對；
將ta時刻的電壓采樣值記作ur(ta)，經公式
繼而得到取樣電壓幅值：
依據該公式，可以得出取樣時刻的電壓幅值a1，繼而得到采樣時刻負載中的電流幅值；
步驟三，以步驟二中的電流幅值與上位機的設定值做差值，得到電流誤差；
步驟四，將步驟三得到的電流誤差反饋至上位機，上位機根據該誤差對正弦信號的輸出狀態進行調整。
實施例2
參見圖1至圖4，實現快速恒流控制方法的恒流源系統為：
控制器2連接da轉換單元3產生正弦信號；正弦信號依次通過低通濾波單元4、幅度調節單元5和功率放大單元6調制，得到激勵信號，并將激勵信號加載于負載7；反饋電路中的采樣單元包括電流采樣單元8和相位差采樣單元9，負載7通過電流采樣單元8、ad轉換單元10連接控制器2；相位差采樣單元9的輸入端分別連接電流采樣單元8和低通濾波單元4的輸出端，相位差采樣單元9的輸出端連接控制器2。
負載7為激勵線圈；激勵線圈為帶有鐵芯的感性負載，在恒流激勵信號作用下，產生激勵電磁場。
電流采樣單元8實現電路包括，通過采樣電阻與負載7連接的運算放大及比較電路，運算放大及比較電路的輸出端通過ad轉換單元10連接控制器2；
相位差采樣單元9包括兩個同相電壓過零比較電路，其一的輸入端與低通濾波單元4連接；另一同相電壓過零比較電路的輸入端與電流采樣單元8的輸出端連接；兩個同相電壓過零比較電路的輸出端均連接控制器2。
功率放大單元6包括三級放大電路，其中一級放大電路為同相比例運算電路、二級放大電路為反相比例運算電路，一級放大電路和二級放大電路串聯，三級放大電路為對稱式功率放大電路，一級同相比例運算電路和二級反相比例運算電路的輸出端分別與三級放大電路的輸入端連接。
運算放大及比較電路中的放大器為低功耗儀表放大器ad620。
同相電壓過零電壓比較器為lm311d電壓比較器。
參數設置單元1為用戶提供靈活的設置界面，可設定激勵源頻率、電壓、電流等參數及控制命令，并通過串行通信接口實現與fpga單元的交互。
控制器2為fpga單元，包括以nios軟核處理器為核心的系統控制器和dds模塊兩部分，系統控制器是恒流源的核心部件，協調管理各模塊有序工作，具體包括：與參數設置單元連接，實現參數和控制命令的交互；與電源檢測與控制單元連接，實現電源監控與故障處理；與ad轉換單元連接，將電流采樣值轉換為數字量；與da轉換單元連接，將數字形式的波形數據轉換成模擬電壓。dds模塊按照預設參數生產正弦波數據。
da轉換單元3：設計了高速da轉換器、電流電壓轉換電路和電壓抬升電路。高速da轉換器實現了數字量輸出到模擬量的轉換，電流電壓轉換電路將電流型并行da的輸出轉換成單極性的模擬電壓信號，電壓抬升電路將單極性的模擬電壓信號轉換成雙極性的模擬電壓信號。
低通濾波單元4：設計了高階橢圓低通濾波器，其通帶和阻帶逼近特性好，用于濾除直接頻率合成技術及da轉換帶來的高頻噪聲。
幅度調節單元5：設計了數字分壓式幅度調節單元，與控制單元連接，用于精確調節信號幅度，幅度調節精度達0.1％。
功率放大單元6：設計了電壓放大電路、電壓反相電路和對稱式功率放大電路。電壓放大電路與幅度調節單元連接，可以抬升正弦信號電壓幅度，滿足后級功率放大需求。電壓反相電路將電壓放大電路的輸出信號做反相處理，為功率放大電路提供大小相等，相位相反的兩組正弦信號。對稱式功率放大電路由參數完全一致的上下兩部分組成，均由線性功率放大器和反饋電阻組成獨立功率放大電路。兩部分電路的輸入端分別連接到電壓反相電路前端和后端，因此，在其輸出端得到了信號大小相等，相位相反的對稱信號。采用差分輸出方式連接負載，負載電壓幅度提升了一倍。
負載7為激勵線圈：帶有鐵芯的感性負載，在恒流激勵信號作用下，產生激勵電磁場，是漏磁檢測系統的關鍵器件。
電流采樣單元8：串接在輸出回路中，按照固定比例對輸出電流進行采樣，并將采樣交流信號疊加到固定幅值的直流電壓之上。
相位差采樣單元9：與電流采樣單元8、低通濾波單元4和控制器2相連接，設計了相位差采樣電路，實現了對電壓相位和電流相位差的采樣。
ad轉換單元10：與電流采樣單元8和控制器2連接，將電流采樣單元8的輸出電壓轉換成數字量，并通過高速并行數據線傳送至控制器2。
電源檢測與控制器11：與多路電源產生單元12和控制器2連接，包括分壓采樣電路和電源供電控制電路兩部分。控制器2通過由精密電阻構成的分壓采樣電路實時采集多路電源電壓值，發現異常時，及時進行報警并做出斷電處理。電源控制電路以繼電器為執行機構，在控制器2的控制下，為各單元提供供電電源，當控制器2檢測到硬件電路出現過流、欠壓等故障時，及時切斷供電電壓和輸入信號，從而達到保護硬件電路及負載的目的。
多路電源產生單元12：將電瓶12v電壓轉換成多路電壓輸出，包括低壓邏輯供電電壓、ad和da參考電壓、運算放大器所需±12v電源和功率放大單元所需±36v電源。
12v電瓶13：選用12v大容量鉛酸鹽電池，滿足便攜式設計需求。
二、恒流源工作過程:
恒流源上電后，控制器2通過電源檢測與控制器檢測各路電源供電是否正常，如果有故障，啟動報警，提示系統存在故障。如果檢測正常，可通過參數設置單元1設置激勵頻率、電流等參數，然后通過串口下傳波形參數及控制命令。控制器2根據所接收數據設置頻率、波形、電流等參數，啟動直接數字式頻率合成器產生波形數據，以并行方式輸出至高速da轉換單元，在da轉換單元3輸出端得到了單極性正弦信號。利用高階橢圓濾波器濾除高頻干擾，并經過電壓抬升電路得到了雙極性正弦信號。在控制器協調下，可通過幅度調節單元5調節信號的電壓幅度。再經過功率放大單元6，得到了電流幅度可控的激勵信號。控制器2通過實時采集電流幅度和相位兩個參數，求出輸出電流的幅值，并與設定值做差值，得到電流誤差，作為控制器的輸入量。控制器2通過幅度調節單元5調節輸出電壓幅值，從而實現對輸出電流幅值的調節。這種采樣和控制方法，大大提高了恒流源調節速度，提升了恒流控制的穩定性與快速性。
基于電流幅度和相位雙參數反饋的快速恒流控制方法。
基于電流幅度和相位雙參數反饋的快速恒流控制方法通過采集取樣電阻電壓獲取電流幅度，通過采集取樣電壓和激勵電壓相位差獲得電流相位，利用同一采集時刻的瞬時電流值和相位值得到采樣時刻的電流幅值。電流采樣速度只與采樣速率有關，而和信號頻率無關，相對于常規的有效值采樣和峰值采樣方法，該方法下的電流采樣速度獲得了很大提升，尤其是對于低頻信號的恒流控制，其快速響應電流變化的優勢更加明顯。
具體的，首先由控制器(2)和da轉換單元(3)產生正弦信號us：
式中a是正弦波幅值，ω是角頻率，
us的相位、頻率均可通過控制器精確調節。us經幅度控制單元5及功率放大單元6放大，得到具有高電壓、大電流驅動能力的激勵信號，該信號加載于負載7，也就是激勵線圈，驅動其工作，產生漏磁檢測所用激勵磁場。低頻漏磁檢測所用激勵線圈帶有鐵心，并與被測試件構成閉合磁路，線圈中電流和電壓存在相位差，記作
由式(a)知，t時刻us的相位為
控制器通過ad轉換單元10對ur進行實時采集，設ta時刻的電壓采樣值記作ur(ta)，對于ta時刻有：
經變換可得：
由式(d)知，ω、ta、
通過采集電流幅度和相位兩個參數，可以用更少的采樣數據求出輸出電流的幅值，以該電流與設定值做差值，得到電流誤差，作為控制器2的輸入量。控制器2以電壓幅度為調節量，對輸出電流進行調節。這種采樣和控制方法，大大提高了恒流源調節速度，提升了恒流控制的穩定性與快速性。
相位差測量的具體實施
電流采樣及相位采樣單元電路如圖2所示，u4和u7連接功率放大單元輸出端，con2端子連接負載，rs是取樣電阻，取樣電流的波形如圖3(d)所示。r23-r26是分壓電阻，對rs兩端的高壓共模電壓分壓，將其限制在運算放棄供電電壓范圍以內。a8是儀用運算放大器，其輸出端電壓記作u8，波形如圖3(e)。a8的放大倍數可通過電阻r50調節，放大倍數au＝1+49.9k/r50。d7和d8是雙向穩壓二極管，可吸收電路中的高峰尖脈沖，保護a8不受損壞。a10及外圍電路構成了同相電壓過零比較電路，可將輸入的雙極性正弦信號u8變換成0-3.3v的同頻單極性方波u10，如圖3(f)。us波形如圖3(a)，r35和r36構成分壓電路，將輸入信號us分壓后得到電壓u12，如圖3(b)。a11及外圍電路結構類似，不在贅述，其輸出波形如圖3(c)。從圖3(c)和圖3(f)可看出方波脈沖的下降沿時刻分別為t1和t2，將u10和u11輸入至fpga，容易獲得其下降沿的時間差t1-t2。此時間差即為電壓us和電流ir的過零時間差△t。已知激勵信號的周期t，可計算us和ir的相位差
對稱式功率放大單元電路如圖4所示，包括三級電路，第一級電路由集成運算放大器a1、電阻r1、r2和r3構成同相比例運算電路，其放大倍數為：
第三級電路由高電壓大功率線性運放a3、a4及外圍電阻構成對稱式功率放大電路。具體地，設a部分電路輸入電壓為u2，輸出電壓為u4，運算放大器a3同相輸入端電壓為u3。ra是a3的限流電阻，對輸出電流取樣，為a3的限流采樣端cl提供采樣電壓。實際使用中ra取值很小(小于0.1歐姆)，因此在分析該部分運算關系時，可忽略其阻值。根據運算放大器工作在線性工作區“虛短”和“虛斷”的概念，推導u2、u3、u4與電阻r7-r9的關系，得到下列關系式：
根據負載大小及恒利源對輸出電流大小的要求，確定r8和r9的阻值。b部分電路工作原理與a部分完全相同，在此不再贅述。虛線框a和b上下兩部分電路參數一致，且其輸入端信號幅度大小相等，相位相反，在兩部分電路的輸出端采用浮地差分方式連接負載，實現了電壓輸出幅值的倍增。
實施例3
參見圖5與圖6，一種漏磁檢測方法，
步驟一，設置激勵源，且對其進行參數設置；
步驟二，通過步驟一的激勵源激發漏磁檢測模塊產生激勵磁場，生成漏磁檢測信號；
步驟三，對步驟二產生的信號進行調理采集、整形，并上傳至上位機；
激勵源為前述的快速恒流控制方法生成的恒流源。
通過設計硬件限流、軟件過流自動保護和電源欠壓自動關斷等多重保護，提高了恒流源工作的可靠性。
利用恒流激勵源產生恒定低頻交流激勵信號，施加于激勵線圈，在激勵線圈和鋼板試件組成的閉合回路中產生交變磁場。利用信號調理模塊接收多路檢測線圈輸出信號并進行濾波、放大處理。利用數據采集模塊卡采集經調理后的多路檢測信號，并送至上位機采集軟件，有上位機軟件進行數據處理與解釋。
通過小幅度改變線圈提離值，模擬帶有防腐涂層的鋼板檢測中涂層不均勻的工況。利用所述激勵源，針對裂紋缺陷試件[缺陷描述：長度5cm，寬度2mm，深度4mm]，開展恒壓源和恒流源兩種激勵方式的低頻交流漏磁檢測實驗。重點研究、比較提離值小幅度變化對兩種檢測方式檢測精度的影響。
低頻漏磁實驗實施步驟：
1.設定線圈初始提離值為3mm，設置激勵源輸出頻率為25hz，電流為2a，啟動恒流輸出模式。
2.在無缺陷處，利用檢測線圈采集檢測信號峰值及激勵信號與檢測信號的相位差，并存儲數據。
3.沿裂紋缺陷垂直方向移動激勵線圈至缺陷正上方，利用檢測線圈采集檢測信號峰值及激勵信號與檢測信號的相位差，并存儲數據。
4.依次改變線圈提離值(1.5mm、2.0mm、2.5mm、3.5mm，4.0mm、4.5mm)，重復進行實驗步驟2-3，得到另外六組實驗數據。
5.重復設定線圈初始提離值為3mm，設置激勵源輸出頻率為25hz，電壓峰峰值為60v，啟動恒壓輸出模式。
6.重復實驗步驟2-4，得到恒壓激勵模式下的七組實驗數據。
實驗處理及結論：
以3mm提離值為參考(假定防腐涂層均勻處厚度為3mm)，對上述實驗所測數據進行計算處理，得到如圖6所示的曲線。曲線中橫坐標描述了提離值的變化，縱坐標描述了缺陷處檢測信號相比于3mm提離值無缺陷處測量值的電壓變化率。從上到下三條曲線分別描述了恒壓激勵條件下缺陷處電壓變化率、恒流激勵條件下缺陷處電壓變化率和恒流激勵條件下檢測電壓變化率的提高率。
恒流源激勵模式下，在提離值小幅度變化范圍內，缺陷處檢測電壓幅值變化更明顯，即本專利所述恒流激勵源有效提高了低頻交流漏磁檢測的檢測精度和穩定性。
實施例4
一種漏磁檢測裝置，包括依次設置的參數設置模塊、激勵源模塊、漏磁檢測模塊、信號處理模塊、信號采集模塊、上位機；漏磁檢測模塊包括激勵線圈，所述激勵源模塊為基于前述快速恒流控制方法的激勵源發生模塊。
低頻漏磁檢測中，通過增加激勵電流，可提高檢測靈敏度，但是隨著激勵電流的增大，勵磁回路將出現磁飽和，此時回路等效電阻變的很小，電流出現劇增。如果缺乏行之有效的保護措施，極易損壞激勵線圈和激勵源。為此，通過軟件和硬件結合的方式，實現了多級保護。通過在功率放大單元設置限流電阻，實現基本的限流保護；通過電流反饋網絡實時采集輸出電流信息，可利用控制器直接關斷功率放大輸入信號，實現保護過流關斷保護。另外，設計了電源檢測與控制器，控制器通過該單元實時檢測供電電壓，當檢測到電源欠壓、失壓等故障時，及時切斷供電電壓，防止功率放大及恒流控制器因供電不平衡造成功率元件損壞。
采用大功率恒流源作為低頻漏磁檢測激勵源，通過穩定激勵電流保證了激勵磁場的穩定性，提高了檢測精度和靈敏度。
采用恒流激勵方式開展低頻漏磁檢測實驗，克服了因激勵頻率變化、提離值變化、線圈發熱及環境等因素造成的激勵電流變化，有效保證了激勵磁場的穩定，因此可提高低頻交流漏磁檢測的精度和穩定性。
以上所述僅為本發明的較佳實施例，并不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護范圍之內。
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