一種絕對式電容角位移測量傳感器的制作方法

本發明涉及一種角位移傳感器，特別是關于一種絕對式電容角位移測量傳感器，屬于角位移傳感器領域。

背景技術：

角位移傳感器是一種將旋轉角位置、角位移等物理量轉換為電信號的位移傳感器，是自動化領域中用來檢測角度、速度、長度、位移和加速度的傳感器，其應用大到數控機床、機器人、包裝機械、印刷機械、電梯、工廠自動化相關設備的位置檢測和傳輸速度控制,小到磁盤和打印機等辦公自動化設備的旋轉量的測量和控制，已經成為各個領域不可或缺的一部分。

目前市面上已有多種旋轉角位移傳感器，按照檢測的原理可分為光學編碼器和磁性編碼器等，其中，光學旋轉編碼器應用較多，磁性編碼器次之，現有的角位移測量傳感器精度較高，但是存在體積比較大、加工復雜、成本較高、對環境要求苛刻及動態特性差等缺點，如磁性編碼器加工復雜、成本高、重量大且對電磁環境敏感，相比之下電容式角位移傳感器穩定性較高、可以用于非接觸式測量、動態響應好以及適應惡劣環境等，已經被越來越多的人認為是最有發展前途的傳感器。

國內外對于電容式傳感器用于測量角位移的研究很多，也已經取得很大的突破，主要集中在敏感結構的改進，常規的敏感結構是扇形分瓣式，對角位移信息的獲取能力有限，靈敏度也受限于加工精度，且解調電路復雜，無法實現絕對的角位置測量，大多數的電容式角位移傳感器只能用于相對測量，且動態范圍有限。

技術實現要素：

針對上述問題，本發明的目的是提供一種高精度、高靈敏度、高適應性且低成本的絕對式電容角位移測量傳感器。

為實現上述目的，本發明采取以下技術方案：一種絕對式電容角位移測量傳感器，其特征在于，該角位移測量傳感器包括敏感結構、信號調制解調電路、誤差補償及融合模塊和電源模塊；所述敏感結構包括定子和轉子，所述定子包括第一定子和第二定子，所述第一定子、轉子和第二定子依次縱向平行設置；所述第一定子包括精測采集電極、精測激勵電極和第一電荷放大器，所述第一定子底部固定設置所述第一電荷放大器，所述第一定子頂部外側設置所述精測采集電極，所述第一定子頂部內側設置所述精測激勵電極；所述轉子包括精測敏感電極、精測耦合電極、粗測敏感電極和粗測耦合電極，所述轉子通過主軸固定連接運動件，所述轉子底部外側設置所述精測敏感電極，所述轉子底部內側設置所述精測耦合電極，且所述精測敏感電極和精測耦合電極為等勢體；所述轉子頂部外側設置所述粗測敏感電極，所述轉子頂部內側設置所述粗測耦合電極，且所述粗測敏感電極和粗測耦合電極為等勢體；所述第二定子包括粗測采集電極、粗測激勵電極和第二電荷放大器，所述第二定子頂部固定設置所述第二電荷放大器，所述第二定子底部外側設置所述粗測采集電極，所述第二定子底部內側設置所述粗測激勵電極；所述精測采集電極和精測敏感電極正對形成精測測量電容，所述精測激勵電極和精測耦合電極正對形成精測耦合電容，所述粗測采集電極和粗測敏感電極正對形成粗測測量電容，所述粗測激勵電極和粗測耦合電極正對形成粗測耦合電容；所述信號調制解調電路包括精測/和粗測旋變解調模塊及精測/和粗測轉角信號調制模塊，所述精測/和粗測旋變解調模塊將輸出的載波信號經處理后作用到所述精測/和粗測激勵電極并通過精測/和粗測耦合電容作用到所述精測/和粗測耦合電極，所述精測/和粗測耦合電極將載波信號傳遞到所述精測/和粗測敏感電極，并通過精測/和粗測測量電容作用到所述精測/和粗測采集電極得到精測/和粗測電容信號，精測/和粗測電容信號通過相應電荷放大器及精測/和粗測轉角信號調制模塊獲得精測/和粗測正交旋變信號后經所述精測/和粗測旋變解調模塊解算得到精測/和粗測角位移；所述誤差補償及融合模塊用于對精測角位移和粗測角位移進行誤差補償，經補償后的精測角位移和粗測角位移通過計算得到絕對位移；所述電源模塊用于為各部件進行供電。

一種絕對式電容角位移測量傳感器，其特征在于，該角位移測量傳感器包括敏感結構、信號調制解調電路、誤差補償及融合模塊和電源模塊；所述敏感結構包括定子和轉子，且所述定子和轉子平行設置；所述定子包括精測采集電極、激勵電極、粗測采集電極和電荷放大器，所述定子底部固定設置所述電荷放大器，所述定子頂部從外到內依次設置所述精測采集電極、激勵電極和粗測采集電極；所述轉子包括精測敏感電極、耦合電極和粗測敏感電極；所述轉子底部從外到內依次設置所述精測敏感電極、耦合電極和粗測敏感電極，所述轉子通過主軸固定連接運動件；所述精測采集電極和精測敏感電極正對形成精測測量電容，所述激勵電極和耦合電極正對形成耦合電容，所述粗測采集電極和粗測敏感電極正對形成粗測測量電容；所述信號調制解調電路包括精測/和粗測旋變解調模塊及精測/和粗測轉角信號調制模塊，所述精測/和粗測旋變解調模塊將輸出的載波信號經處理后作用到所述激勵電極并通過耦合電容作用到所述耦合電極，所述耦合電極將載波信號傳遞到所述精測/和粗測敏感電極，并通過精測/和粗測測量電容作用到所述精測/和粗測采集電極得到精測/和粗測電容信號，精測/和粗測電容信號通過相應電荷放大器及精測/和粗測轉角信號調制模塊獲得精測/和粗測正交旋變信號后經所述精測/和粗測旋變解調模塊解算得到精測/和粗測角位移；所述誤差補償及融合模塊用于對精測角位移和粗測角位移進行誤差補償，經補償后的精測角位移和粗測角位移通過計算得到絕對位移；所述電源模塊用于為各部件進行供電。

進一步地，所述信號調制解調電路還包括精測載波信號調理模塊和粗測載波信號調理模塊；所述精測載波信號調理模塊用于對所述精測旋變解調模塊輸出的載波信號進行調理；所述粗測載波信號調理模塊用于對所述粗測旋變解調模塊輸出的載波信號進行調理。

進一步地，所述定子與轉子的轉角變化通過精測測量電容轉換為四路精測電容信號，具體過程為：所述精測敏感電極為函數和函數圍成的環形花瓣結構區域，其中，R表示花瓣狀所述精測敏感電極的極坐標圓半徑，τ表示所述精測敏感電極寬度的一半，N表示所述精測敏感電極所包含的正弦周期個數，表示所述轉子與定子的機械轉角；在所述精測敏感電極的一個正弦周期內，每間隔90°將正對的環形所述精測采集電極分割成一扇形區域，一個正弦周期內分割成的四個扇形區域分別表示為S₀、S₉₀、S₁₈₀和S₂₇₀，四個扇形區域又被半徑為R的圓內外分割成八個扇形區域，分別表示為：

其中，θ表示測量輸出角，且有關系式：將區域S_0內連接區域S_180外、區域S_90內連接區域S_270外、區域S_180內連接區域S_0外以及區域S_270內連接區域S_90外獲得所述精測敏感電極和精測采集電極的正對面積隨轉角變化的四個正對區域分別表示為：

其中，A表示正對面積的直流分量，B表示由參數R、τ決定的幅度；將每一正弦周期中所述精測敏感電極和精測采集電極形成的四個正對區域相應連接得到：

將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₁、C₂、C₃和C₄，并將所述精測敏感電極中N個正弦周期的多級電容C₁、C₂、C₃和C₄均相應連接得到四路精測電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4。

進一步地，四路精測電容信號經相應電荷放大器和所述精測旋變解調模塊得到兩路精測正交旋變信號，進而解算出精測角位移，具體過程為：四路精測電容信號通過相應電荷放大器后得到的四路精測電荷信號分別表示為：

其中，w表示所述精測旋變解調模塊輸出正弦激勵信號的頻率，sin(wt)表示作用于所述精測激勵電極的載波信號，d表示所述定子與轉子之間的間距；四路精測電荷信號通過所述精測轉角信號調制模塊獲得兩路精測正交旋變信號分別表示為：

U_精sin＝Usin(wt)sin(θ)

U_精cos＝Usin(wt)cos(θ)

獲得的兩路精測正交旋變信號通過所述精測旋變解調模塊解算得到精測角位移θ_精。

進一步地，所述定子與轉子的轉角變化通過粗測測量電容、相應電荷放大器和所述粗測旋變解調模塊轉換為兩路粗測正交旋變信號，進而解算出粗測角位移，具體過程為：所述粗測敏感電極為偏心距為d的偏心圓環，將環形所述粗測采集電極每間隔90°分割成一扇形區域，四個扇形區域又被半徑為R的圓內外分割成八個扇形區域，分別表示為S′_0內、S′_90內、S′_180內、S′_270內、S′_0外、S′_90外、S′_180外和S′_270外，將區域S′_0內連接區域S′_180外、區域S′_90內連接區域S′_270外、區域S′_180內連接區域S′_0外以及區域S′_270內連接區域S′_90外獲得所述粗測敏感電極和粗測采集電極的正對面積隨轉角變化的四個正對區域；將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₅、C₆、C₇和C₈；相應電荷放大器將所述粗測采集電極采集到的四路粗測電容信號轉換為四路粗測電荷信號，并通過所述粗測轉角信號調制模塊轉換為兩路粗測正交旋變信號，其中：

U_粗sin＝Usin(wt)sin(θ)

U_粗cos＝Usin(wt)cos(θ)

獲得的兩路粗測正交旋變信號通過所述粗測旋變解調模塊解算得到粗測角位移θ_粗。

進一步地，所述誤差補償及融合模塊包括精測/和粗測誤差補償模塊；所述精測/和粗測誤差補償模塊對精測/和粗測角位移進行誤差補償，經補償后的精測/和粗測角位移通過計算得到絕對位移，具體過程為：分別判斷精測量和粗測量的誤差類型，誤差類型包括諧波分量誤差、信號幅值誤差和噪聲誤差；并根據誤差類型，將獲取的數據進行數據辯識，計算得到精測量和粗測量的誤差補償參數；獲取精測/和粗測角位移；并根據獲取的誤差補償參數及精測/和粗測角位移，生成補償函數，通過補償函數分別對精測/和粗測角位移值進行修正，得到精測/和粗測角位移的修正值；根據公式θ_R精≈n*θ_R粗計算出精測角位移相對于粗測角位移的分瓣數n；根據公式θ_實＝n*θ_R精計算得到絕對角位移θ_實。

本發明由于采取以上技術方案，其具有以下優點：1、本發明基于旋變解調技術實現位移的測量，相比現有的非接觸式電容位移傳感器，在單激勵作用下可以更加容易實現高精度和大量程測量。2、發明通過兩路測量獲得精測角位移和粗測角位移，進而通過誤差補償及融合模塊進行誤差校正后獲得絕對位移，具有良好的靈敏度、魯棒性、動態特性及容錯特性。3、本發明通過開關的設置實現信號調制解調電路的時分復用，結構簡單且小型，成本低廉，可以廣泛應用于角位移測量傳感器中。

附圖說明

圖1是本發明的原理示意圖；

圖2是本發明實施例1的結構示意圖；

圖3是本發明實施例1中第一定子的電極分布示意圖；

圖4是圖2的剖面結構示意圖；

圖5是本發明實施例1中轉子底部的電極分布示意圖；

圖6是本發明實施例1中轉子頂部的電極分布示意圖；

圖7是本發明實施例1中第二定子的電極分布示意圖；

圖8是本發明中精測量信號或粗測量信號輸出的SIN函數波形圖；

圖9是本發明中精測量信號或粗測量信號輸出的COS函數波形圖；

圖10是本發明輸出的精測包絡信號和粗測包絡信號的波形圖；

圖11是本發明中誤差補償及融合模塊的流程示意圖；

圖12是本發明中誤差補償函數示意圖；

圖13是本發明中誤差補償后的角度輸出效果示意圖；

圖14是本發明實施例2的結構示意圖；

圖15是圖14的剖面結構示意圖；

圖16是本發明實施例2中定子的電極分布示意圖；

圖17是本發明實施例2中轉子的電極分布示意圖。

具體實施方式

以下結合附圖來對本發明進行詳細的描繪。然而應當理解，附圖的提供僅為了更好地理解本發明，它們不應該理解成對本發明的限制。在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅僅是用于描述的目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。

實施例1：

如圖1所示，本發明的絕對式電容角位移測量傳感器包括敏感結構1、信號調制解調電路2和誤差補償及融合模塊3。

如圖2所示，敏感結構1包括第一定子11、轉子12和第二定子13，且環形第一定子11、環形轉子12和環形第二定子13形狀大小相同且依次縱向平行設置。

如圖3所示，第一定子11包括精測采集電極111、精測激勵電極112和第一電荷放大器(圖中未示出)；第一定子11底部固定設置第一電荷放大器，第一定子11頂部外側設置環形精測采集電極111，第一定子11頂部內側設置環形精測激勵電極112。

如圖4～6所示，轉子12包括精測敏感電極121、精測耦合電極122、粗測敏感電極123和粗測耦合電極124；轉子12通過主軸125固定連接運動件，轉子12底部外側設置花瓣結構精測敏感電極121，轉子12底部內側設置環形精測耦合電極122，且精測敏感電極121和精測耦合電極122為等勢體；轉子12頂部外側設置偏心圓環形粗測敏感電極123，轉子12頂部內側設置環形粗測耦合電極124，且粗測敏感電極123和粗測耦合電極124為等勢體。

如圖7所示，第二定子13包括粗測采集電極131、粗測激勵電極132和第二電荷放大器(圖中未示出)；第二定子13頂部固定設置第二電荷放大器，第二定子12底部外側設置環形粗測采集電極131，第二定子12底部內側設置環形粗測激勵電極132；精測采集電極111和精測敏感電極121正對形成精測測量電容，精測激勵電極112和精測耦合電極122正對形成精測耦合電容，粗測采集電極131和粗測敏感電極123正對形成粗測測量電容，粗測激勵電極132和粗測耦合電極124正對形成粗測耦合電容。

信號調制解調電路2包括精測旋變解調模塊21、精測載波信號調理模塊22、精測轉角信號調制模塊23、粗測旋變解調模塊24、粗測載波信號調理模塊25和粗測轉角信號調制模塊26；誤差補償及融合模塊3包括精測誤差補償模塊31、粗測誤差補償模塊32、主處理器模塊33和電源模塊34。

精測旋變解調模塊21將輸出的載波信號經精測載波信號調理模塊22作用到精測激勵電極112后通過精測耦合電容作用到精測耦合電極122，精測耦合電極122將載波信號傳遞到精測敏感電極121，并通過精測測量電容作用到精測采集電極111得到四路精測電容信號(以此為例，不限于此，可以根據實際需要進行確定)，四路精測電容信號通過第一電荷放大器轉換成四路精測電荷信號，并通過精測轉角信號調制模塊23獲得兩路精測正交旋變信號后經精測旋變解調模塊21解算得到精測角位移。

同時，粗測旋變解調模塊24將輸出的載波信號經粗測載波信號調理模塊25作用到粗測激勵電極132后通過粗測耦合電容作用到粗測耦合電極124，粗測耦合電極124將載波信號傳遞到粗測敏感電極123，并通過粗測測量電容作用到粗測采集電極131得到四路粗測電容信號，四路粗測電容信號通過第二電荷放大器轉換成四路粗測電荷信號，并通過粗測轉角信號調制模塊26獲得兩路粗測正交旋變信號后經粗測旋變解調模塊24解算得到粗測角位移。

精測角位移通過精測誤差補償模塊31進行誤差補償、粗測角位移通過粗測誤差補償模塊32進行誤差補償，經過補償后的精測角位移和粗側角位移通過現有融合算法計算得到絕對角位移并發送到主處理器模塊33中，電源模塊34用于為本發明的絕對式電容角位移測量傳感器進行供電。

在一個優選的實施例中，精測敏感電極121為函數和函數圍成的環形花瓣結構區域，其中，R表示花瓣狀精測敏感電極121的極坐標圓半徑(即精測采集電極111的內外分割圓半徑)，τ表示精測敏感電極121寬度的一半，N表示精測敏感電極121所包含的正弦周期個數，表示轉子與第一定子的機械轉角；在精測敏感電極121的一個正弦周期內，每間隔90°將正對的精測采集電極111分割成一扇形區域，一個正弦周期內分割成的四個扇形區域分別表示為S₀、S₉₀、S₁₈₀和S₂₇₀，四個扇形區域又被半徑為R的圓內外分割成八個扇形區域，分別表示為：

其中，θ表示測量輸出角，且有關系式：將區域S_0內連接區域S_180外、區域S_90內連接區域S_270外、區域S_180內連接區域S_0外以及區域S_270內連接區域S_90外(即將圖3中各不同顏色的區域均分別相應連接)獲得精測敏感電極121和精測采集電極111的正對面積隨轉角變化的四個正對區域分別表示為：

其中，A表示正對面積的直流分量，B表示由參數R、τ決定的幅度；將每一正弦周期中精測敏感電極121和精測采集電極111形成的四個正對區域相應連接得到：

將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₁、C₂、C₃和C₄，并將精測敏感電極121中N個正弦周期的多級電容C₁、C₂、C₃和C₄均相應連接得到四路精測電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4，此時，第一定子11與轉子12的轉角變化轉換為四路精測電容信號。

在一個優選的實施例中，四路精測電容信號通過第一電荷放大器后得到的四路精測電荷信號分別表示為：

其中，w表示精測旋變解調模塊21輸出正弦激勵信號的頻率，sin(wt)表示作用于精測激勵電極112的載波信號，d表示第一定子11與轉子12之間的間距。

如圖8～9所示為四路精測電荷信號通過精測轉角信號調制模塊23獲得的兩路精測正交旋變信號，其中：

U_精sin＝Usin(wt)sin(θ)

U_精cos＝Usin(wt)cos(θ)

獲得的兩路精測正交旋變信號通過精測旋變解調模塊21解算得到精測角位移θ_精。

在一個優選的實施例中，粗測敏感電極123為偏心距為d的偏心圓環，將環形粗測采集電極131每間隔90°分割成一扇形區域，四個扇形區域又被半徑為R的圓內外分割成八個扇形區域，分別表示為S′_0內、S′_90內、S′_180內、S′_270內、S′_0外、S′_90外、S′_180外和S′_270外，將區域S′_0內連接區域S′_180外、區域S′_90內連接區域S′_270外、區域S′_180內連接區域S′_0外以及區域S′_270內連接區域S′_90外獲得粗測敏感電極123和粗測采集電極131的正對面積隨轉角變化的四個正對區域；將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₅、C₆、C₇和C₈，此時，轉子12與第二定子13的轉角變化轉換為四路粗測電容信號；第二電荷放大器133將粗測采集電極131采集到的四路粗測電容信號轉換為四路粗測電荷信號，并通過粗測轉角信號調制模塊26轉換為兩路粗測正交旋變信號，其中：

U_粗sin＝Usin(wt)sin(θ)

U_粗cos＝Usin(wt)cos(θ)

獲得的兩路粗測正交旋變信號通過粗測旋變解調模塊24解算得到粗測角位移θ_粗。

在一個優選的實施例中，四路精測電容信號和四路粗測電容信號所在電路上均分別設置有一開關，用于實現信號調制解調電路2的時分復用，當測量精測角位移時，打開用于控制精測電容信號的開關，關閉用于控制粗測電容信號的開關；當測量粗測角位移時，關閉用于控制精測電容信號的開關，打開用于控制粗測電容信號的開關。

在一個優選的實施例中，如圖10所示為本發明絕對式電容角位移測量傳感器工作時輸出的精測正交旋變信號和粗測正交旋變信號。

如圖11所示，誤差補償及融合模塊3對角位移的精測量和粗測量進行誤差校正，具體過程為：

1、分別判斷精測量和粗測量的誤差類型，誤差類型包括諧波分量誤差、信號幅值誤差、噪聲誤差等；并根據誤差類型，將獲取的數據進行數據辯識，計算得到精測量和粗測量的誤差補償參數；

2、獲取精測角位移和粗測角位移；并根據獲取的誤差補償參數及精測角位移和粗測角位移，生成補償函數，通過補償函數分別對精測/和粗測角位移值進行修正，得到精測角位移和粗測角位移的修正值；

3、根據公式θ_R精≈n*θ_R粗計算出精測角位移相對于粗測角位移的分瓣數n；

4、根據公式θ_實＝n*θ_R精計算得到絕對角位移θ_實。

下面結合具體實施例對誤差補償及融合模塊3的具體過程進行詳細說明：

由于各類誤差的存在，最后獲得的兩路正交旋變信號的正弦波和余弦波分別表示為：

其中，A₀和B₀表示正交弦變信號的直流分量，A_m和B_m表示正交弦變信號的幅值，為信號幅值誤差源；和表示高次諧波之和，為諧波分量誤差來源；δ_e表示電噪聲，為噪聲來源。

如圖12～13所示，本實施例中解調后的角位移存在有規律且穩定的誤差，對于高精度的運用需求，完成角位移測量后需針對上述的誤差來源進行校正，建立三角函數模型保護，經誤差補償及融合模塊3補償后的補償函數表示為：

θ_R＝θ_c+(Acos(w₁t)+Bcos(2w₁)+Ccos(4w₁))

其中，θ_R為補償后的角位移，θ_c為補償前的角位移，A、B、C為補償函數的參數，w₁為電周期頻率；θ_精和θ_粗經補償后得到θ_R精和θ_R粗；由公式θ_R精≈n*θ_R粗計算出精測角位移相對于粗測角位移的分瓣數n，并通過公式θ_實＝n*θ_R精計算得到絕對角位移θ_實并發送到主處理器模塊2-9中。

在一個優選的實施例中，敏感結構1的材料不僅限于PCB板，還可以采用玻璃基地在上面濺射金屬測的方法或直接通過在硅基上刻蝕健線。

在一個優選的實施例中，敏感結構1可以通過激光修調來降低相關的制造精度。

實施例2：

本實施例與實施例1的結構基本相同，不同的是本實施例將實施例1中三片式大小相同的環形第一定子11、環形轉子12和環形第二定子13替換成雙片式大小相同的環形定子14和環形轉子15，如圖14～17所示，定子14和轉子15平行間隔設置，定子14包括精測采集電極141、激勵電極142、粗測采集電極143和電荷放大器(圖中未示出)，轉子15包括精測敏感電極151、耦合電極152和粗測敏感電極153；定子14底部固定設置電荷放大器，定子14頂部從外到內依次設置環形精測采集電極141、環形激勵電極142和環形粗測采集電極143；轉子15底部從外到內依次設置環形花瓣結構精測敏感電極151、環形耦合電極152和偏心圓環形粗測敏感電極153，轉子15通過主軸154固定連接運動件；精測采集電極141和精測敏感電極151正對形成精測測量電容，激勵電極142和耦合電極152正對形成耦合電容，粗測采集電極143和粗測敏感電極153正對形成粗測測量電容。

上述各實施例僅用于說明本發明，其中各部件的結構、連接方式和制作工藝等都是可以有所變化的，凡是在本發明技術方案的基礎上進行的等同變換和改進，均不應排除在本發明的保護范圍之外。