一種電容式旋變位移傳感器的制作方法

本發明涉及一種位移傳感器，特別是關于一種電容式旋變位移傳感器，屬于位移傳感器領域。

背景技術：

隨著科學技術的不斷發展，高精度位移測量和非接觸測量的需求越來越多，電容測微技術的應用面也越來越寬，隨著電容傳感器存在的分布電容和非線性等缺點得到克服，高精度、高穩定性的電容測微產品相繼問世，高精度電容測微儀可實現的分辨率極高，且具有較好的頻響特性，因此近年來成為高精度微動平臺反饋控制的幾種主要檢測傳感器之一。

但是現有的電容式位移傳感器仍然存在量程小和動態特性差等缺點，尤其是不能兼顧高精度和大量程。

技術實現要素：

針對上述問題，本發明的目的是提供一種能夠兼顧高精度和大量程的電容式旋變位移傳感器。

為實現上述目的，本發明采取以下技術方案：一種電容式旋變位移傳感器，其特征在于，該位移傳感器包括敏感結構和解調電路；所述敏感結構包括平行設置的動尺和定尺，所述動尺包括兩正弦敏感電極和一耦合電極，所述定尺包括兩采集電極和一激勵電極；所述動尺的內側平行設置周期個數不同且沒有公約數的所述兩正弦敏感電極，所述兩正弦敏感電極之間設置所述耦合電極，且所述兩正弦敏感電極和耦合電極為等勢體；所述定尺的內側平行設置所述兩采集電極，所述兩采集電極之間設置所述激勵電極；所述兩采集電極和兩正弦敏感電極正對形成粗測量電容和細測量電容，所述激勵電極和耦合電極正對形成耦合電容；所述解調電路包括旋變解調模塊、C-V轉換模塊、差分放大模塊、誤差補償模塊和電源模塊；所述旋變解調模塊將輸出的載波信號經處理后發送到所述激勵電極，并通過所述耦合電容作用到所述耦合電極，所述耦合電極將載波信號傳遞到所述兩正弦敏感電極，并分別通過粗測量電容和細測量電容作用到所述兩采集電極得到粗測量電容信號和細測量電容信號，粗測量電容信號和細測量電容信號分別依次經所述C-V轉換模塊和差分放大模塊得到粗測量正交旋變信號和細測量正交旋變信號，粗測量正交旋變信號和細測量正交旋變信號經所述旋變解調模塊得到粗測量位移和細測量位移，所述誤差補償模塊對粗測量位移和細測量位移進行誤差補償后通過計算得到絕對位移，所述電源模塊用于為各部件進行供電。

進一步地，所述解調電路還包括放大模塊、前置低通濾波模塊、載波信號調理模塊和后置低通濾波模塊；所述放大模塊用于對所述旋變解調模塊輸出的載波信號進行放大處理；所述前置低通濾波模塊用于對經所述前置放大模塊輸出的信號進行濾波處理；所述載波信號調理模塊用于對經所述前置低通濾波模塊輸出的信號進行調理；所述后置低通濾波模塊用于對經所述差分放大模塊輸出的信號進行濾波處理。

進一步地，所述動尺與定尺的相對位移信息通過粗測量電容和細測量電容轉換為四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號，具體過程為：所述兩正弦敏感電極均為函數f₁(x)＝d+τ(sin(2πN*x/D+1))和函數f₂(x)＝d+τ(sin(2πN*x/D-1))圍成的帶形區域，其中，d表示所述正弦敏感電極中心偏離所述耦合電極的距離，τ表示所述正弦敏感電極寬度的一半，N表示帶形區域內所包含的正弦周期個數，D表示N個正弦周期對應的長度；在所述正弦敏感電極的一個正弦周期內，每間隔90°將正對的所述采集電極分割成一矩形區域，一個正弦周期內分割成的四個矩形區域分別表示為S₀、S₉₀、S₁₈₀和S₂₇₀，四個矩形區域又被所述正弦敏感電極的中心線上下分割成八個矩形區域，分別表示為S_0上、S_90上、S_180上、S_270上、S_0下、S_90下、S_180下和S_270下，將區域S_0上連接區域S_180下、區域S_90上連接區域S_270下、區域S_180上連接區域S_0下以及區域S_270上連接區域S_90下獲得所述正弦敏感電極和采集電極的正對面積隨所述動尺與定尺相對位移變化的四個正對區域S₁、S₂、S₃和S₄，分別表示為：

S₁＝A+B sin(2πN*x/D)；

S₂＝A-B sin(2πN*x/D)；

S₃＝A+B cos(2πN*x/D)；

S₄＝A-B cos(2πN*x/D)，

其中，A表示所述正弦敏感電極的直流分量，B表示所述正弦敏感電極的幅度。將每一正弦周期中所述正弦敏感電極和采集電極形成的四個正對區域相應連接得到：

S₁＝N*(A+B sin(2πN*x/D))；

S₂＝N*(A-B sin(2πN*x/D))；

S₃＝N*(A+B cos(2πN*x/D))；

S₄＝N*(A-B cos(2πN*x/D))，

將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₁、C₂、C₃和C₄，并將所述兩正弦敏感電極中N個正弦周期的多級電容C₁、C₂、C₃和C₄均相應連接得到四路粗測量電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4，以及四路細測量電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4。

進一步地，四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號經所述C-V轉換模塊和差分放大模塊后得到兩路粗測量正弦旋變信號和兩路細測量正弦旋變信號，具體過程為：四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號通過所述C-V轉換模塊轉換成的四路電壓信號均可以表示為：

U₁＝U sin(wt)*(A+B sin(2πN*x/D))；

U₂＝U sin(wt)*(A-B sin(2πN*x/D))；

U₃＝U sin(wt)*(A+B cos(2πN*x/D))；

U₄＝U sin(wt)*(A-B cos(2πN*x/D))，

其中，U表示輸出電壓的幅度，sin(wt)表示所述旋變解調模塊輸出的頻率為w的正弦激勵信號；四路粗測量電壓信號和四路細測量電壓信號輸入所述差分放大模塊中得到兩路粗測量正弦旋變信號和兩路細測量正弦旋變信號，分別表示為：

U_粗sin＝U sin(wt)sin(2πN₂*x_粗/D)；

U_粗cos＝U sin(wt)cos(2πN₂*x_粗/D)；

U_細sin＝U sin(wt)sin(2πN₁*x_細/D)；

U_細cos＝U sin(wt)cos(2πN₁*x_細/D)，

其中，N₁和N₂分別表示粗測量電容和細測量電容中所述正弦敏感電極的正弦個數，且N₁和N₂沒有公約數，x_粗表示解算得到的粗測量位移，x_細表示解算得到的細測量位移。

進一步地，所述誤差補償模塊對粗測量位移和細測量位移進行誤差補償得到絕對位移，具體表示為：通過所述差分放大模塊獲得的兩路正弦旋變信號的正弦波和余弦波表示為：

其中，x表示動尺1-1與定尺1-2相對位移的測量點與原點的距離；A₀和B₀表示正交弦變信號的直流分量；A_m和B_m表示正交弦變信號的幅值，和為信號幅值誤差源；和表示高次諧波之和，為諧波分量誤差來源；δ_e表示電噪音，為噪聲來源；經所述誤差補償模塊補償后的補償函數表示為：

x_R＝x_C+(A cos(2πN*x/D)+B cos(4πN*x/D)+C cos(8πN*x/D))

其中，x_R為補償后的位移值，x_C為補償前的位移值，A、B和C為補償函數的參數，x_粗和x_細經補償后得到x_R粗和x_R細，然后由公式x_R粗≈n*x_R細計算出細測量位移相對于粗測量位移重復的周期個數n，并通過公式x_實＝n*x_R細計算得到絕對位移。

本發明由于采取以上技術方案，其具有以下優點：1、本發明基于旋變解調技術實現位移的測量，相比現有的非接觸式電容位移傳感器，在單激勵作用下可以更加容易實現高精度和大量程測量，其動態跟蹤能力更加突出。2、本發明通過兩路測量經旋變解調模塊獲得細測位移和粗測位移，進而通過誤差補償模塊進行誤差補償后根據同余定理獲得絕對位移，電路結構簡單且操作方便，對物理和機械污染表現優異，可以廣泛應用于非接觸式電容位移傳感器中。

附圖說明

圖1是本發明的原理示意圖；

圖2是本發明中定尺與動尺的結構示意圖；

圖3是圖2的剖面結構示意圖；

圖4是本發明中動尺的電極分布示意圖；

圖5是本發明中定尺的電極分布示意圖；

圖6是本發明中測量電容的連接示意圖；

圖7是本發明的等效電路圖；

圖8是本發明中敏感結構經調制后輸出的標準COS函數波形圖；

圖9是本發明中敏感結構經調制后輸出的標準SIN函數波形圖；

圖10是本發明輸出的細測量信號和粗測量信號的波形圖。

具體實施方式

以下結合附圖來對本發明進行詳細的描繪。然而應當理解，附圖的提供僅為了更好地理解本發明，它們不應該理解成對本發明的限制。

如圖1～5所示，本發明的電容式旋變位移傳感器包括敏感結構1和解調電路2，敏感結構1包括一動尺1-1和一定尺1-2，解調電路2包括一旋變解調模塊2-1、一放大模塊2-2、一前置低通濾波模塊2-3、一載波信號調理模塊2-4、四C-V轉換模塊2-5、兩差分放大模塊2-6、一后置低通濾波模塊2-7、一誤差補償模塊2-8、一主處理器模塊2-9和一電源模塊2-10，其中，動尺1-1和定尺1-2平行設置，動尺1-1包括兩正弦敏感電極1-1-1和一耦合電極1-1-2，定尺1-2包括兩采集電極1-2-1和一激勵電極1-2-2。

動尺1-1的外側固定連接運動件，動尺1-1的內側平行設置周期個數不同且沒有公約數的兩正弦敏感電極1-1-1，兩正弦敏感電極1-1-1之間設置耦合電極1-1-2，且兩正弦敏感電極1-1-1和耦合電極1-1-2為等勢體；定尺1-2的內側平行設置兩采集電極1-2-1，兩采集電極1-2-1之間設置激勵電極1-2-2；兩采集電極1-2-1和兩正弦敏感電極1-1-1正對形成粗測量電容和細測量電容，激勵電極1-2-2和耦合電極1-1-2正對形成耦合電容。

旋變解調模塊2-1將輸出的載波信號經放大模塊2-2、前置低通濾波模塊2-3和載波信號調理模塊2-4后發送到激勵電極1-2-2，并通過耦合電容作用到耦合電極1-1-2，耦合電極1-1-2將載波信號傳遞到兩正弦敏感電極1-1-1，并分別通過粗測量電容和細測量電容作用到兩采集電極1-2-1得到四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號(以此為例，不限于此，可以根據實際需要進行確定)，四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號分別通過一C-V轉換模塊2-5轉換成電壓信號。轉換后的四路粗測量電壓信號和四路細測量電壓信號通過兩差分放大模塊2-6后獲得兩路粗測量正交旋變信號和兩路細測量正交旋變信號，兩路粗測量正交旋變信號和兩路細測量正交旋變信號經后置低通濾波模塊2-7進行濾波后通過旋變解調模塊2-1得到粗測量位移和細測量位移。誤差補償模塊2-8對粗測量位移和細測量位移進行誤差補償，并根據同余定理結合補償后的粗測量位移和細測量位移得到絕對位移并發送到主處理器模塊2-9中，電源模塊2-10用于為本發明的電容式旋變位移傳感器進行供電。

在一個優選的實施例中，本發明中的兩正弦敏感電極1-1-1均為函數f₁(x)＝d+τ(sin(2πN*x/D+1))和函數f₂(x)＝d+τ(sin(2πN*x/D-1))圍成的帶形區域，如圖6所示，其中，d表示正弦敏感電極1-1-1中心偏離耦合電極1-1-2的距離，τ表示正弦敏感電極1-1-1寬度的一半，N表示帶形區域內所包含的正弦周期個數，D表示N個正弦周期對應的長度。在正弦敏感電極1-1-1的一個正弦周期內，每間隔90°將正對的采集電極1-2-1分割成一矩形區域，一個正弦周期內分割成的四個矩形區域分別表示為S₀、S₉₀、S₁₈₀和S₂₇₀，四個矩形區域又被正弦敏感電極1-1-1的中心線上下分割成八個矩形區域，分別表示為S_0上、S_90上、S_180上、S_270上、S_0下、S_90下、S_180下和S_270下，將區域S_0上連接區域S_180下、區域S_90上連接區域S_270下、區域S_180上連接區域S_0下以及區域S_270上連接區域S_90下獲得正弦敏感電極1-1-1和采集電極1-2-1的正對面積隨動尺1-1與定尺1-2相對位移變化的四個正對區域S₁、S₂、S₃和S₄，分別表示為：

S₁＝A+B sin(2πN*x/D)；

S₂＝A-B sin(2πN*x/D)；

S₃＝A+B cos(2πN*x/D)；

S₄＝A-B cos(2πN*x/D)，

其中，A表示正弦敏感電極1-1-1的直流分量，B表示正弦敏感電極1-1-1的幅度。將每一正弦周期中正弦敏感電極1-1-1和采集電極1-2-1形成的四個正對區域相應連接得到：

S₁＝N*(A+B sin(2πN*x/D))；

S₂＝N*(A-B sin(2πN*x/D))；

S₃＝N*(A+B cos(2πN*x/D))；

S₄＝N*(A-B cos(2πN*x/D))，

將一個正弦周期內的四個正對區域形成的多級電容分別表示為C₁、C₂、C₃和C₄，并將兩正弦敏感電極1-1-1中N個正弦周期的多級電容C₁、C₂、C₃和C₄均相應連接得到四路粗測量電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4，以及四路細測量電容信號C_N1、C_N2、C_N3和C_N4，此時，動尺1-1與定尺1-2的相對位移信息通過粗測量電容和細測量電容轉換為四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號。

在一個優選的實施例中，如圖7所示，得到的四路粗測量電容信號和四路細測量電容信號通過C-V轉換模塊2-5轉換成的四路電壓信號均可以表示為：

U₁＝U sin(wt)*(A+B sin(2πN*x/D))；

U₂＝U sin(wt)*(A-B sin(2πN*x/D))；

U₃＝U sin(wt)*(A+B cos(2πN*x/D))；

U₄＝U sin(wt)*(A-B cos(2πN*x/D))，

其中，U表示輸出電壓的幅度，可以通過d、τ和D計算得到，sin(wt)表示旋變解調模塊2-1輸出的頻率為w的正弦激勵信號；四路粗測量電壓信號和四路細測量電壓信號輸入兩差分放大模塊2-6中得到兩路粗測量正弦旋變信號和兩路細測量正弦旋變信號如圖8～10所示，分別表示為：

U_粗sin＝U sin(wt)sin(2πN₂*x_粗/D)；

U_粗cos＝U sin(wt)cos(2πN₂*x_粗/D)；

U_細sin＝U sin(wt)sin(2πN₁*x_細/D)；

U_細cos＝U sin(wt)cos(2πN₁*x_細/D)，

其中，N₁和N₂分別表示粗測量電容和細測量電容中正弦敏感電極1-1-1的正弦個數，為實現絕對測量，設計中N₁和N₂沒有公約數，得到的兩路粗測量正弦旋變信號和兩路細測量正弦旋變信號通過旋變解調模塊2-1解算得到粗測量位移x_粗和細測量位移x_細。

在一個優選的實施例中，本發明的電容式旋變位移傳感器完成位移測量后需要通過誤差補償模塊2-8進行誤差補償，由于各類誤差的存在，通過兩差分放大模塊2-6獲得的兩路正弦旋變信號的正弦波和余弦波表示為：

其中，x表示動尺1-1與定尺1-2相對位移的測量點與原點的距離，A₀和B₀表示正交弦變信號的直流分量；A_m和B_m表示正交弦變信號的幅值，和為信號幅值誤差源；和表示高次諧波之和，為諧波分量誤差來源；δ_e表示電噪音，為噪聲來源，絕對位移信號由上述四部分組成，建立三角函數模型保護，經誤差補償模塊2-8補償后的補償函數表示為：

x_R＝x_C+(A cos(2πN*x/D)+B cos(4πN*x/D)+C cos(8πN*x/D))

其中，x_R為補償后的位移值，x_C為補償前的位移值，A、B和C為補償函數的參數，x_粗和x_細經補償后得到x_R粗和x_R細，然后由公式x_R粗≈n*x_R細計算出細測量位移相對于粗測量位移重復的周期個數n，并通過公式x_實＝n*x_R細計算得到絕對位移并發送到主處理器模塊2-9中。在利用誤差補償后的粗測量位移x_粗和細測量位移x_細得到絕對位移的過程中運用了同余定理。

在一個優選的實施例中，動尺1-1和定尺1-2的間距可以設置為1mm。

在一個優選的實施例中，每一C-V轉換模塊2-5均可以采用10pF的反饋電容和100M的反饋電阻，用于保證高信噪比和最低的誤差損失。

下面通過具體實施例詳細說明本發明的電容式旋變位移傳感器的具體使用過程：

本發明使用時，將待測運動件連接動尺1-1，此時旋變解調模塊2-1輸出一路載波信號作用于激勵電極1-2-2上，激勵電極1-2-2和耦合電極1-1-2相互耦合在耦合電極1-1-2上產生電壓，進而在兩正弦敏感電極1-1-1上均產生一個載波信號，兩正弦敏感電極1-1-1和兩采集電極1-2-1正對，通過兩正弦敏感電極1-1-1正弦周期的調制，在兩采集電極1-2-1均獲得被位移信息調制的正交信號，正交信號經C-V轉換模塊2-5、差分放大模塊2-6和后置低通濾波模塊2-7后轉換為正交旋變信號，旋變解調模塊2-1通過載波信號完成對正交旋變信號的解調并獲得粗測量位移和細測量位移，再通過誤差補償模塊2-8對粗測量位移和細測量位移的誤差進行補償，最后根據同余定理結合補償后的粗測量位移和細測量位移得到絕對位移。

上述各實施例僅用于說明本發明，其中各部件的結構、連接方式和制作工藝等都是可以有所變化的，凡是在本發明技術方案的基礎上進行的等同變換和改進，均不應排除在本發明的保護范圍之外。