一種兼容高頻高壓反饋的電容式檢驅一體化電路的制作方法

本發明涉及一種用于微小位移檢測和驅動的電容式檢驅一體化電路。

背景技術：

衛星在軌運行時，由于運動部件的周期性工作或衛星進出陰影時的冷熱交變，會引起衛星局部或整體的微幅、寬頻的微振動，這種振動對大部分航天器任務都不會產生明顯影響，通常予以忽略。但是，隨著高分衛星、星間激光通信和深空科學探測等活動的深入開展，搭載在航天器上的有效載荷越來越精密，為了充分發揮出超精密載荷的性能，需要天基超靜平臺具有高靈敏度的微位移傳感能力和高帶寬的驅動能力，以實現對微振動的有效控制。對于航天領域，為了減輕航天器整體重量，需要檢測與驅動二者能共用同一套檢/驅結構。電容式檢驅一體化以電容變化作為位移檢測，以電容極板間的靜電力作為驅動控制力，是一種較為理想的檢驅一體化方式。然而，對于天基超靜平臺的微振動抑制，需要高頻高壓的反饋電壓(反饋電壓頻率>kHz并含有檢測激勵頻率分量，反饋電壓幅值>1000V)以產生足夠快和足夠大的反饋靜電力。當前電容式檢測驅一體化電路以面向靜電加速度計為主要應用目的，檢測通道無法兼容高頻高壓的反饋，使得精密位移檢測因反饋噪聲的影響而失效或器件受損。

公開號為CN201673169U，名稱為電容加速度傳感器信號轉換電路的專利公開了一種差動電容檢測電路，其電路包括高頻振蕩器，四個二級管，取樣電阻和濾波電容。當有振動信號時，差動電容傳感器電容量發生差動變化，振蕩器產生正半周信號時通過其中兩個二極管充電，振蕩器產生負半周信號時通過另外兩個二極管充電，通過取樣電阻得到電位差后輸送到儀用放大器放大。但是，該發明存在兩方面的局限：一是引入反饋驅動電壓后，會疊加到激勵電壓上對二極管的充放電，改變激勵電壓正負半周的信號幅值，嚴重時會造成充放電時序混亂，造成電路無法工作；二是驅動電壓有高頻分量時無法與激勵電壓源進行解耦分離，從而無法正確地檢測出差動電容值；三是驅動電壓幅值較高時，有可能擊穿二極管并對儀用放大器造成損傷。

技術實現要素：

本發明解決的技術問題是：克服現有技術的不足，提供了一種兼容高頻高壓反饋的電容式檢驅一體化電路，滿足天基超靜平臺對精密位移檢測和高頻高壓驅動一體化實現的需求。

本發明的技術方案是：一種兼容高頻高壓反饋的電容式檢驅一體化電路，包括電容檢驅模塊、反饋噪聲復制模塊、高頻減法模塊，其中：

電容檢驅模塊：用于實現電容檢測與靜電驅動的一體化，其輸入為激勵電壓和驅動電壓，其中驅動電壓由預載與反饋兩部分構成，輸出為差動電容的檢測信號但帶有驅動造成的耦合噪聲；電容檢驅模塊包括激勵源，待檢驅對象差動電容，差動變壓器電路；

反饋噪聲復制模塊：用于復制出反饋驅動電壓耦合到檢測通道的噪聲，與電容檢驅模塊的結構和電路參數完全相同，但不施加激勵源；

高頻減法模塊：用于接收電容檢驅模塊輸出的“檢測信號+驅動耦合噪聲”以及反饋噪聲復制模塊輸出的復制的“驅動耦合噪聲”，并用前者減去后者實現消除高頻高壓反饋噪聲的目的。

所述的激勵源采用單個激勵源對差動電容從中間電極進行單端輸入激勵，或采用兩個激勵源對差動電容從兩邊電極進行雙端輸入激勵。

所述的反饋電壓輸入端采用對差動電容從中間電極進行單端輸入反饋驅動電壓，或采用兩個反饋電壓從兩邊電極進行雙端輸入反饋驅動電壓；所述的預載電壓輸入端采用對差動電容從中間電極進行單端輸入預載電壓，或采用兩個預載電壓從兩邊電極進行雙端輸入預載電壓。

所述高頻減法模塊通過讓電容檢驅模塊輸出和反饋噪聲復制模塊輸出相位相反直接疊加實現，或通過運放構造高頻減法電路而實現。

本發明與現有技術相比的優點在于：

1)本發明中采用反饋噪聲復制模塊，能近乎完美的復制出反饋電壓耦合到檢測通道的噪聲，并通過高頻減法模塊消除，從而能滿足精密位移檢測和高頻高壓驅動兼容的需求。

2)本發明的電路構成方式模塊化，在原有傳統檢驅一體化電路基礎上附加反饋噪聲復制模塊和高頻減法模塊便能實現性能的提高，無需重新設計電路。

3)可應用于極高頻振動測量的加速度計中，且對于高頻高壓、低頻低壓、高頻低壓、低頻高壓等任意類型的反饋驅動具有普適兼容性。

附圖說明

圖1為本發明電路的總體組成功能框圖；

圖2為本發明電容檢驅模塊的電路原理圖；

圖3為本發明反饋噪聲復制模塊的電路原理圖；

圖4為本發明高頻減法模塊的電路原理圖；

圖5為本發明完整電路原理圖；

圖6為本發明可附加的后續信號解調模塊的功能原理圖。

具體實施方式

本發明的兼容高頻高壓反饋的電容式檢驅一體化電路主要包括四個組成部分：電容檢驅模塊、反饋噪聲復制模塊、高頻減法模塊。

電容檢驅模塊的電路原理如圖2所示。C₁、C₂為位移檢測、靜電驅動一體化結構的等效差動電容。U_m為用于位移檢測的正弦高頻激勵電壓，一般為百kHz量級。R_b為反饋輸入電阻，構成反饋輸入端。V_b為用于靜電驅動的高幅值的反饋電壓，其頻段根據實際任務而定，對于天基微振動一般為kHz量級，若驅動輸出有飽和情況出現時，由于非線性效應會使得V_b的頻帶擴展到更高頻段，即驅動造成的耦合其頻率段將有可能覆蓋檢測通道的激勵頻率點。V_r為用于靜電驅動的高幅值的直流預載電壓，由V_r提供偏置電壓與V_b一塊形成非零的靜電合力，其電壓值一般設置為與最大反饋電壓V_b相同，可根據靜電力公式計算得到，在圖中它和反饋電壓V_b疊加后共用同一個輸入端。C_s為傳導線的對地電容，由寄生效應自然產生。C_p為高壓隔離電容，可阻隔高壓直接作用于差動變壓器上。L為差動變壓器單一線圈的電感，3個線圈組成差動變壓器，用于對經差動電容變換后的兩路電信號進行差分。電容C_s、C_p、電感L共同構成差動變壓器電路。

電路的輸出U_out1只取決于具有交流成分的U_m和V_b。設從激勵電壓到電路輸出的傳遞函數為G_Um，G_Um的大小反映差動電容的大小，設從反饋電壓到電路輸出的傳遞函數為G_Vb，則有：

U_out1＝G_UmU_m+G_VbV_b (1)

圖2所示的電路僅是電容檢驅模塊的一種實現形式。其它實現形式可變更的部分包括：1、可以采用兩個激勵源從差動電容的兩邊電極進行雙端輸入；2、反饋電壓V_b可以從差動電容的中間電極進行單端輸入；3、預載電壓V_r可以從差動電容的中間電極進行單端輸入。

反饋噪聲復制模塊的電路原理如圖3所示。其電路結構和參數與電容檢驅模塊完全一致，但沒有激勵電壓輸入。電路的輸出U_out2只取決于具有交流成分的V_b，則有：

U_out2＝G_VbV_b (2)

U_out2實際上即是為反饋電壓V_b在檢測通道上的耦合噪聲。

高頻減法模塊的電路原理如圖4所示。輸入電壓U_in1和U_in2分別是接收的來自電容檢驅模塊和反饋噪聲復制模塊的輸出電壓U_out1和U_out2。由于此信號極期微弱，需要先經交流放大器分別進行信號放大后再作處理。交流放大器由高增益帶寬積的運放A、為防運算放大器飽和的隔直電容C_g，調節運放增益的電阻R_f和電容C_f組成。經放大后的信號分別為U_ac1和U_ac2，再輸入到由運放構成的減法電路B，最終得到表征差動電容干凈電信號U_ac。設交流放增益為K_ac，減法電路增益為K_sub，則有：

U_ac1＝K_acU_in1＝K_acU_out1 (3)

U_ac2＝K_acU_in2＝K_acU_out2 (4)

U_ac＝K_sub(U_ac1-U_ac2) (5)

結合(1)到(5)式，可得：

U_ac＝K_subK_acG_UmU_m (6)

由(6)式可知，最終輸出電壓U_ac只含能表征差動電容大小的信號，反饋電壓的耦合影響被完全消除了。

圖4所示的電路僅是高頻減法模塊的一種實現形式。還有其它可能的實現形式，如：1、交流放大器不采用反饋電容C_f或替換為電阻或采用其它更復雜的反饋網絡；2將減法器和交流放大的順序交換。

完整電路原理圖如圖5所示。具有5個輸入端：U_m、V_b+V_r(兩個)、‐V_b+V_r(兩個)，1個輸出端：最終輸出表征差動電容大小的正弦交流信號U_ac。

本發明可附加的后續信號解調模塊的功能原理圖如圖6所示。為了方便數字分析處理，可以在進入AD采樣前加一級解調模塊，對高頻減法模塊輸出的干凈的檢測信號U_ac進行解調處理，得到對差動電容表征的直流電壓U_dc。解調模塊可以采用帶通濾波-乘法器-低通濾波的級聯結構形式構成，其中帶通濾波可根據實際需求缺省。

本發明說明書中未作詳細描述的內容屬本領域技術人員的公知技術。