一種干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統的制作方法

本發明屬于空間遙感光譜探測領域，涉及一種干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統。

背景技術：

光譜探測儀用于在軌遙感探測溫室氣體分布，是當前大氣遙感中的一個重要領域和發展方向。目前在ENVISAT-1上的SCIAMACHY、MIPAS，AURA上的TES、AQUA上AIRS、Terra上的MOPPIT以及METOP-A上IASI等都具有一定的溫室氣體探測能力。但完全以溫室氣體為探測目標的載荷到目前為止有：美國的OCO和日本GOSAT上的TANSO。其中OCO由于發射失敗，未能進入A-Train隊列進行在軌觀測。當前只有日本GOSAT上的TANSO在軌正常運行。在2009年12月的AGU年會上，日本GOSAT團隊發布了TANSO在軌觀測和反演分析數據，并于2010年春開始向全球相應研究機構提供數據產品。

干涉型傅立葉變換光譜儀具有信噪比高、光譜分辨率不受譜段范圍限制、光譜位置穩定等優勢，其核心是需要解決擺臂非線性往復擺動問題，在焦面投影方向上實現嚴格的等光程差運動，才能實現對輸入光束進行動態干涉調制，輸出干涉光信號和等光程差的采樣脈沖等信號；干涉圖信號被采集并數字化后，通過逆傅立葉變換計算就可以復原出被測光譜信息。

目前國內尚無科研院所研發成功干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統，國外僅有加拿大ABB公司的ACE衛星有類似控制系統成功運行，但其精度尚不能滿足當前更高的任務需求。

技術實現要素：
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本發明解決的技術問題是：本發明構建了一套干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統，能夠驅動干涉型光譜儀擺臂在焦面投影方向上實現嚴格的等光程差運動，從而實現光譜探測儀入射光束的動態干涉調制，同時還為紅外信號處理器提供等位置間隔采樣脈沖。

本發明的技術方案是：一種干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統，包括半導體激光器、激光探測器1、激光探測器2、微弱信號放大電路、移相電路、過零檢測電路、可逆計數器電路、角速度計算模塊、規劃運動曲線模塊、數字控制器、電機驅動電路、地面檢測設備；

半導體激光器發出激光光束，進入傅立葉變換光譜儀光學系統后分為兩路，分別為P光和S光。

激光探測器1、激光探測器2接收P光和S光，分別對P光和S光進行光電轉換，生成兩路正交的干涉信號，分別為正弦電信號和余弦電信號送至微弱信號放大電路，正弦電信號和余弦電信號為毫伏級；

微弱信號放大電路對正弦電信號和余弦電信號進行放大，將毫伏級信號放大至伏級送至移相電路；

移相電路將放大后的正弦電信號和余弦電信號相位調整到相差90°后，作為相移電路的輸出送至過零檢測電路；

過零檢測電路，將移相電路輸出的正弦電信號和余弦電信號均變為A脈沖和B脈沖，A脈沖和B脈沖相位相差90°，將A脈沖和B脈沖送至可逆計數器電路；

可逆計數器電路，能夠檢測出A脈沖和B脈沖的相位關系及A脈沖的上升沿，在擺臂往復運動時，對A脈沖的上升沿數量進行加減計數；將計數結果作為擺臂實時位置送至角速度計算模塊和數字控制器；

角速度計算模塊，對輸入的擺臂實時位置進行微分運算，得到擺臂的角速度送至數字控制器；

地面檢測設備，能夠發送擺臂運動模式指令，包括：速度切換指令和修零偏指令，將擺臂運動模式指令送至規劃運動曲線模塊；速度切換指令能夠改變擺臂運動速度；修零偏指令能夠改變擺臂運動的機械零位位置；

規劃運動曲線模塊，根據擺臂運動模式指令，確定擺臂位置隨時間變化的曲線，將該曲線送至數字控制器；

數字控制器，根據可逆計數器電路輸出的擺臂實時位置、角速度計算模塊輸出的擺臂角速度和規劃運動曲線，確定音圈電機的控制量，該控制量為PWM信號，送至電機驅動電路；

電機驅動電路，將數字控制器輸出的PWM信號進行功率放大后送至音圈電機，控制音圈電機帶動擺臂轉動。

本發明與現有技術相比具有如下優點：

本發明利用半導體激光器發出激光光束，進入傅立葉變換光譜儀光學系統后隨擺臂運動形成光程差，從而產生P光和S光兩路正交的干涉條紋，干涉條紋被激光探測器感知后經光電轉換生成微弱正弦信號，將其放大至伏級后再過零檢測生成正交A/B脈沖；將A/B脈沖鑒相并進行可逆計數，作為干涉儀擺臂運動控制的位置反饋；然后設計數字控制器規劃運動曲線，采集實時位置，用高精度閉環控制算法計算控制量，功率放大后驅動音圈電機帶動擺臂做等光程差運動。

本發明采用的高精度閉環控制算法包括位置閉環、速度閉環，具有較高的魯棒性，能夠抵抗各類突發干擾；擺臂運動速度不穩定度小于0.4％，優于國外同類產品4個百分點。

同時，本控制系統還具備串行指令接收接口，根據指令切換掃描速度，可用于變積分時間的探測系統；還能根據指令修正零偏，將擺臂運動機械零位與干涉圖零光程差處修正為一致；此外，本控制系統還可以為成像電路提供等位置間隔的采樣脈沖，用于觸發曝光。

附圖說明

圖1為干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統示意圖；

圖2為微弱信號放大電路；

圖3為移相電路；

圖4為過零檢測電路；

圖5為過零檢測電路將正弦信號變為方波信號的閾值設置；

圖6為規劃的擺臂運動曲線；

圖7為調頭信號及采樣脈沖產生時序；

圖8為本發明的擺臂速度不穩定度測試結果。

具體實施方式：

本發明的基本思路為：提出了一種干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統。利用半導體激光器發出激光光束，進入傅立葉變換光譜儀光學系統后隨擺臂運動形成光程差，從而產生P光和S光兩路正交的干涉條紋，被激光探測器感知后經光電轉換生成微弱正弦信號，將其放大至伏級后再過零檢測生成正交A/B脈沖，作為干涉儀擺臂運動控制的位置反饋；然后設計數字控制器規劃運動曲線，用高精度閉環控制算法計算控制量，功率放大后驅動音圈電機帶動擺臂做等光程差運動。本發明可用于干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂控制，速度穩定度優于0.4％，還可根據串行指令切換掃描速度、修正零位偏置，并為成像電路提供等位置間隔的采樣脈沖用于觸發曝光。

本發明提出的一種干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統，下面結合附圖對本發明做進一步介紹。

干涉型傅立葉變換光譜儀，包括擺臂、角鏡1、角鏡2、分束器、音圈電機、撓性支撐、基座、入射反射鏡、出射反射鏡、分光棱鏡；

擺臂為L型，兩個角鏡分別固定在擺臂兩端，撓性支撐為X型，撓性支撐位于擺臂的拐彎處內側，基座通過撓性支撐與擺臂連接，撓性支撐能夠帶動擺臂繞基座轉動；分束器與基座固定，分束器位于角鏡1和角鏡2之間，半導體激光器發出的激光經入射反射鏡、分束器、角鏡1、角鏡2、出射反射鏡、分光棱鏡后，將光束分為兩路正交的偏振光，分別記作P光和S光，分別送至外部激光探測器1和激光探測器2(本發明中的激光探測器1和激光探測器2)，音圈電機位于擺臂的拐彎處外側，能夠帶動擺臂繞基座轉動。

如圖1所示，本發明的干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統由半導體激光器、激光探測器1、激光探測器2、微弱信號放大電路、移相電路、過零檢測電路、可逆計數器電路、角速度計算模塊、規劃運動曲線模塊、數字控制器、電機驅動電路、地面檢測設備組成。

半導體激光器負責產生激光光束，進入傅立葉變換光譜儀光學系統，經過入射反射鏡、角鏡1、角鏡2、分束器、出射反射鏡、分光棱鏡后進入激光探測器；當擺臂運動時，帶動角鏡往復擺動，即可使兩路同源激光到達激光探測器焦面時產生光程差；

分光棱鏡將激光光束分為兩路正交的偏振光，分別記為P光和S光，分別送入激光探測器1、激光探測器2。

激光探測器選用PV型InGaAs探測器，激光探測器1對P光形成的干涉條紋進行光電轉換，激光探測器2對S光形成的干涉條紋進行光電轉換，生成兩路正交的毫伏級的干涉信號，分別記為正弦電信號和余弦電信號，送至微弱信號放大電路；

如圖2所示，微弱信號放大電路對正弦電信號和余弦電信號進行放大，將毫伏級信號放大至伏級，電路包括運算放大器、電阻R1、電阻R2、電容C1。運算放大器采用LF156。將激光探測器負端接地，正端送給運算放大器LF156的負端作為微弱信號放大電路的輸入端，運算放大器LF156的正端連接電阻R1的一端。電阻R1的另一端接地；電阻R2和電容C1并聯，一端接運算放大器LF156的負端，另一端接運算放大器的輸出端；運算放大器的輸出端作為微弱信號放大電路的輸出送給移相電路。

微弱信號放大電路輸出電壓的計算公式為：

V_out＝I_in*R2 公式(7)

式中，I_in為激光探測器輸出電流；

如圖3所示，移相電路能夠將放大后的正弦電信號和余弦電信號相位調整到嚴格相差90°，電路包括包括運算放大器、可調電阻R4、電阻R3、電阻R5、電容C2；運算放大器采用OP 27，可調電阻R4的一端作為移相電路的輸入，可調電阻R4的另一端連接電容C2的一端和運算放大器OP27的輸入正端；電阻R3的一端連接移相電路的輸入，電阻R3的另一端連接運算放大器OP27的輸入負端和電阻R5的一端，R5的另一端連接運算放大器OP27的輸出端，運算放大器OP27的輸出端作為移相電路的輸出端；電容C2的另一端連接地，運算放大器OP27的電源端接電源VCC，運算放大器OP27的接地端接地。通過調節可調電阻R4的阻值，即可改變輸入信號的相位，用示波器觀察同時觀察sin信號與cos信號，調節可調電阻R4的阻值，將sin信號與cos信號相位差調節至90度。然后將嚴格正交的sin信號與cos信號送入過零檢測電路。

如圖4、圖5所示，過零檢測電路將移相電路輸出的正弦電信號和余弦電信號變為A脈沖和B脈沖，電路包括比較器、電阻R1、可調電阻R2、電阻R3；比較器選用LM139，其正端作為過零檢測電路的輸入，其負端連接電阻R6的一端和可調電阻R7的一端，電阻R6的另一端連接電源VCC，可調電阻R7的另一端連接地；電阻R8一端連接比較器LM139的正端，電阻R8的另一端連接比較器LM139的輸出端，LM139的輸出端作為過零檢測電路輸出；比較器LM139的電源端接電源VCC，比較器LM139的接地端接地。經過本發明詳細研究，通過調節可調電阻R7的阻值，使比較器LM139負端輸入的直流電平為正端輸入正弦幅值的十分之一，作為過零檢測閾值，可以有效避免毛刺干擾，得到理想方波電信號，圖5中Uth+、Uth-分別為上升沿和下降沿的閾值。將方波電信號送入可逆計數器電路。

可逆計數器電路由一片反熔絲型FPGA A54SX72A-1CQ208B組成，能夠根據A脈沖和B脈沖的相位關系及A脈沖的上升沿，對A脈沖的上升沿數量進行加減計數。

首先確定計數器0位，設擺臂起始運動位置為分束鏡位于擺臂的中軸線且和擺臂的中軸線平行，該狀態對應干涉儀的光學零位，此狀態計數結果為0；然后，用FPGA檢測A脈沖和B脈沖的相位關系及A脈沖的上升沿，若A脈沖相位比B脈沖超前90度，則方向標識為“正轉”，若B脈沖相位比A脈沖超前90度，則方向標識為“反轉”。當方向標識為“正轉”時，每檢測到一個A脈沖的上升沿，計數結果加1；當方向標識為“反轉”時，每檢測到一個A脈沖的上升沿，計數結果減1；最終將加減計數的結果作為擺臂實時位置，送給送至角速度計算模塊和數字控制器。

角速度計算模塊優選由DSP SMJ320F240完成，能夠對輸入的擺臂實時位置進行微分運算，得到擺臂的角速度，公式如下

speed[1]＝0.5218*speed[0]+478.2*(angle[1]-angle[0]) 公式(8)

式中：speed[0]為前一次的速度，angle[0]為前一次的角度，angle[1]為當前的角度，speed[1]為當前的速度。

將speed[1]作為擺臂的角速度送給數字控制器；

地面檢測設備由上位機電腦組成，能夠通過串行接口發送擺臂運動模式指令，包括速度切換指令和修零偏指令；速度切換指令包括指令頭、期望速度、校驗和，修零偏指令包括指令頭、零位偏置數據、校驗和。指令數據包為固定4個字節，字節發送順序為字節1～字節4，字節內發送順序由高位到低位。其中第1字節為指令頭，第2字節和第3字節為遙控參數數據，第4字節為校驗字節。采用累加和的方式(不進位)進行數據校驗，即第4字節是前3個字節數據的累加和。串行接口指令發送給規劃運動曲線模塊。

規劃運動曲線模塊由DSP SMJ320F240完成，規劃運動曲線模塊能夠根據擺臂運動模式指令，規劃出擺臂位置隨時間變化的曲線。干涉儀擺動掃描運動是一種重復性的往復運動，擺臂在掃描過程中有光程差勻速運動段，加速和減速運動段。光程差勻速運動段對應采樣時間段，加速和減速運動段對應調頭段。由位置跟蹤曲線的形式，從各自本身及其導數的平滑性和易實現性，我們選擇正弦曲線擬合調頭處曲線。

設0時刻擺臂從起始運動位置開始正掃，一個掃描周期內的曲線公式如下：

式中：f_s為半導體激光器發出的激光光束頻率，T為擺臂調頭段正弦曲線周期，通常為換向段時間的2倍，A為擺臂調頭段正弦曲線幅值，t₁為后半正掃線性段時間，t₁～t₂為正掃換向段時間，t₂～t₃為反掃線性段時間，t₃～t₄為反掃換向段時間，t₄～t₅為前半正掃線性段時間，單位為ms。

上式中p(t)即為t時刻擺臂應到達的理論位置。將該規劃運動曲線送給數字控制器。

例如：設半導體激光器發出的激光光束頻率為36088Hz，正掃線性段時間和反掃線性段時間均為1.1s，正掃換向段時間和反掃換向段時間均為0.35s，則T為0.7s，A為3906，則規劃運動曲線如圖6所示，橫軸為時間，縱軸為任一時刻擺臂應到達的理論位置，單位是激光波數。

數字控制器由DSP SMJ320F240完成，能夠根據擺臂實時位置、擺臂角速度和規劃運動曲線，確定音圈電機的控制量，驅動電機運動，使光程差速度不穩定度<1％方法如下：

(1)誤差計算環節

error＝kp*(comg-fbk) 公式(10)

式中：error為規劃運動曲線與擺臂實時位置的差，作為誤差計算環節的輸出，comg為本控制周期規劃運動曲線上的點對應的位置，fbk為擺臂實時位置，kp為位置環增益。

(2)一階控制補償環節

該環節的公式為

punit[1]＝y0p*error+u0p*punit[2]+u1p*punit[3] 公式(11)

式中：error為誤差計算環節的輸出，punit[1]為本控制周期的一階控制補償環節輸出，punit[2]為前一控制周期的一階控制補償環節輸入，punit[3]為本控制周期的一階控制補償環節輸入，y0p為前一控制周期的一階控制補償環節輸出系數，u0p為前一控制周期的一階控制補償環節輸入系數，u1p為本控制周期的一階控制補償環節輸入系數；y0p為0～10；u0p為0～10；u1p為0～10。

(3)速度反饋環節

該環節的公式為：

TRCom＝punit[1]-ks*speed； 公式(12)

式中，punit[1]為一階控制補償環節輸出，TRCom為本控制周期的控制輸出，speed為擺臂的角速度，ks為速度反饋系數，ks為0～1；

最終，將TRCom作為音圈電機的控制量，由DSP自帶的全功能比較器轉化為PWM波，送給電機驅動電路。

例如：以圖6所示規劃運動曲線為例，在0.5s時刻對應的位置為18044，此時的擺臂實時位置為18000，設kp為0.00122，則error為0.05368；

設一階控制補償環節為9Hz處相角提前50度，離散化后得到y0p、u1p、u0p分別為0.8559、7.074、6.93，設前一控制周期的一階控制補償環節輸入為0.04，本控制周期的一階控制補償環節輸入0.03，則本控制周期的一階控制補償環節輸出為0.53532。

設ks為0.000021507，擺臂的角速度為10941，則最終得到TRCom為0.3，0.3即可作為音圈電機的控制電壓，轉化為PWM波送給電機驅動電路。

電機驅動電路由雙H橋驅動芯片LMD18200組成，能夠將數字控制器輸出的PWM信號進行功率放大后送至音圈電機，控制音圈電機帶動擺臂轉動。NS公司的LMD18200-2D作為“H橋”功率放大電路，自帶死區保護功能，50％占空比PWM信號對應于零啟動，平均負載電流為0；大于50％占空比PWM信號對應于正向電流；小于50％占空比PWM信號對應于負向電流。

本控制系統設計了串行指令接收接口，能夠根據三線串行指令提供的干涉圖零偏數據，修正擺臂運動機械零位，使擺臂圍繞零光程差位置對稱擺動；

本控制系統還可以產生調頭信號和采樣脈沖，用于提供給信號處理器作為曝光使能和同步信號，如圖7所示，圖中A脈沖和B脈沖為過零檢測后生成的兩路正交脈沖，圖中虛線表示A脈沖和B脈沖沿跳變的時機，產生調頭信號和采樣脈沖的方法如下。

以FPGA復位的計數值作為零位，將計數值初始化為0；脈沖計數值在-79396與+79396之間時對相應IO口置高，大于+79396或小于-79396時，對相應IO口置低，作為調頭信號；

以A/B脈沖為源，采用異或操作產生2倍頻脈沖，即可作為信號處理器的采樣脈沖，其脈沖位置間隔為激光波長的一半。

本發明的干涉型傅立葉變換光譜儀擺臂運動控制系統能夠驅動擺臂穩定運行，將本發明送給視頻處理器的采樣脈沖發送給示波器，由于采樣脈沖是由正交的A/B脈沖倍頻生成的，其每個上升沿之間的間隔代表半個激光波長，即上升沿之間是等位置間隔的。用示波器測得兩個上升沿之間的時間間隔，通過分析時間間隔的波動，即可視為擺臂運動速度波動，擺臂運動速度波動除以標稱速度值，即為速度不穩定度。辦發明的速度不穩定度測試結果圖8所示，圖8中橫軸代表測量次數，縱軸代表某次測量的速度不穩定度，由圖8可以看出，本發明達到的速度不穩定度指標為千分之三左右。

本發明未詳細說明部分屬本領域技術人員公知常識。