壓電換能器控制器和距離測量方法與流程

本申請要求發明人I.Koudar、J.Ledvina、J.Kutej和P.Horsky于2015年10月21日提交的名稱為“Method of forming a transducer controller and circuit therefor”(形成換能器控制器及其電路的方法)的美國臨時申請62/244,394的優先權。

背景技術：

可由超聲波雷達系統提供準確而價廉的距離測量，所述超聲波雷達系統將壓電換能器與換能器控制器結合起來。控制器可采用既作為聲脈沖發射器，又作為聲脈沖接收器的壓電換能器，因為這個配置通常降低了系統的復雜性和成本。然而，當作為發射器操作時，換能器起到諧振器的作用，在每次發射脈沖結束后的一段時間內，容易自激振蕩(“混響”)。發射階段的振蕩振幅(并且對于大部分混響階段來說)比接收的回波的典型振幅大幾個數量級，這導致控制器的接收器部分飽和并且無法檢測到可能在這個時間接收的任何回波。所述系統只能檢測到具有比混響振幅下降到低于回波檢測閾值所需的時間更大的雙向傳播時間的回波。

與這個最小雙向傳播時間相對應的距離稱為“盲區”。原則上，盲區表示超聲波雷達系統能檢測到任何實物的最小檢測范圍。例如，停車輔助系統可采用這樣的超聲波雷達系統作為停車輔助傳感器(“PAS”)來監測車輛與附近障礙物之間的距離，但它們無法提醒司機任何比傳感器的盲區更接近車體的障礙物。因此，希望通過使換能器的混響最小化來使盲區最小化。然而不希望的是，這種最小化會過分增加系統的復雜性和成本，從而削弱了該系統配置的傳統優勢。

技術實現要素：

因此，本文公開了各種壓電換能器控制器和具有自適應調諧式線性阻尼的控制方法，其中的至少一些可適用于超聲波雷達系統。一個示例性控制器實施方案包括：發射器，所述發射器導致壓電換能器發生混響；以及線性阻尼模塊，所述線性阻尼模塊測量所述混響的特性并且基于所述特性而調諧所述壓電換能器的分流電阻和分流電抗之一或二者。一個示例性傳感器實施方案包括：壓電換能器；以及換能器控制器，所述換能器控制器耦接到所述壓電換能器以發射脈沖并接收回波以測量距離。所述控制器包括線性阻尼模塊，所述線性阻尼模塊具有：分流電阻和分流電感，各自并聯耦接到所述壓電換能器以在所述發射脈沖后阻尼所述壓電換能器的混響。所述控制器測量所述混響的至少一個特性并且響應地調諧所述分流電阻和/或所述分流電感。

距離測量方法的一個示例性實施方案包括：在線性阻尼模塊中調節分流電阻值和分流電感值中的至少一者；驅動壓電換能器發射超聲波脈沖；使得所述線性阻尼模塊能夠在所述每次發射超聲波脈沖后阻尼混響；當所述線性阻尼模塊啟用時，測量混響周期；將所述混響周期的趨勢與所述值的調節相關聯；以及重復與混響周期減少相關的調節并且進行與混響周期增加相關的反向調節。

以上實施方案可各自具有以下一個或多個特征的任意組合：(1)所述分流電抗是具有值L_P的可調諧分流電感。(2)所述線性阻尼模塊測量混響周期并且自適應地調節所述分流電阻和所述分流電抗以使所述混響周期最小化。(3)所述線性阻尼模塊測量衰減速率α以估計所述壓電換能器的串聯電感L_S。(4)所估計的串聯電感L_S可表示為R_S為所述換能器的串聯電阻。(5)所述線性阻尼模塊估計R_S作為所述換能器的峰值驅動電壓與所述換能器的峰值短路電流的比。(6)所述分流電阻最初調諧為可表示為的值，f_S為所述混響的測得的頻率。(7)所測得的特性包括混響頻率f_S。(8)所述線性阻尼模塊估計所述換能器的并聯電容C_P。(9)所述分流電抗最初調諧為可表示為的電感值。(10)所述線性阻尼模塊通過暫時按比例增加所述分流電感并測量混響頻率f_P來估計C_P。(11)所述線性阻尼模塊通過向所述壓電換能器提供電流并測量達到參考電壓的時間來估計C_P。(12)所述線性阻尼模塊通過測量所述分流電抗的電流與壓電換能器電壓之間的相位差的變化率來估計C_P。(13)電抗部件為負電容。(14)所述至少一個特性包括所述混響的長度，并且所述控制器響應地調諧所述分流電阻和所述分流電感以使所述長度最小化。(15)所述方法進一步包括在阻尼完成后，禁用所述線性阻尼模塊并且檢測所發射超聲波脈沖的回波。(16)在所述線性阻尼模塊的給定啟用之前，對所述分流電阻和所述分流電抗中的僅一者執行所述調節。(17)所述方法進一步包括表征所述壓電換能器并且在執行所述驅動、啟用、測量、關聯和重復操作之前執行對所述分流電阻和所述分流電抗的粗調諧。

附圖說明

在附圖中：

圖1為裝配有停車輔助傳感器的示例性車輛的俯視圖。

圖2為示例性停車輔助系統的框圖。

圖3為示例性超聲波傳感器的電路示意圖。

圖4A為示例性線性阻尼特征的簡化示意圖。

圖4B為具有額外可配置性的線性阻尼模塊。

圖4C為具有替代可配置性的線性阻尼模塊。

圖4D為一種示例性可變電阻器實施方式。

圖4E為第二示例性可變電阻器實施方式。

圖4F為一種示例性可變電感器實施方式的示意圖。

圖4G為一種示例性等效電路的示意圖。

圖5至圖7為用于各種示例性粗調諧實施方式的線性阻尼電路。

圖8為具有一種示例性細調諧實施方式的線性阻尼電路。

圖9為示例性換能器控制方法的流程圖。

應當理解，附圖和對應的詳細描述并不限制本公開，而是相反，為理解落在所附權利要求范圍內的所有修改形式、等同形式和替代形式提供基礎。

具體實施方式

圖1示出了裝配有一組超聲波停車輔助傳感器104的示例性車輛102。傳感器布置中的傳感器的數量和配置不同，而且在每個保險桿上具有六個傳感器并不罕見，其中，每一側上有兩個額外傳感器用作盲點檢測器。車輛可采用所述傳感器布置檢測和測量到各種檢測區帶內的物體的距離，作為提供一個或多個服務(例如碰撞警報、自動停車輔助、盲點監測等)的一部分。

超聲波傳感器為收發器，意指每個傳感器可發射和接收超聲波聲音的脈沖。所發射的脈沖從車輛向外傳播，直至其遇到物體或者某一其他形式的聲阻失配并由其反射。反射脈沖作為發射脈沖的“回波”返回到車輛。發射脈沖和接收到的回波之間的時間指示到反射點的距離。優選地，一次只有一個傳感器發射，但所有傳感器均可被配置成測量所產生的回波。

圖2示出了耦接至各種超聲波傳感器204作為星形拓撲結構中心的電子控制單元(ECU)202。(星形拓撲結構的使用是示例性的，也可使用其他系統架構，包括總線架構)。為了提供服務諸如自動停車輔助，ECU202可進一步連接到一組致動器，例如，轉彎信號致動器206、轉向致動器208、制動致動器210和節氣門致動器212。ECU202可進一步耦接到用戶交互式接口214以接受用戶輸入并且提供各種測量結果和系統狀態的顯示。使用所述接口、傳感器和致動器，ECU202可提供自動停車、輔助停車、車道變換輔助、障礙物和盲點檢測以及其他期望的特征。

圖3示出了一種示例性超聲波傳感器，所述示例性超聲波傳感器具有耦接到專用換能器控制器302的壓電換能器(PZ)。(這里示出了一種無變壓器設計，但本申請的原理也適用于具有經由升壓變壓器耦接到換能器PZ的控制器的發射端子的系統)。雖然目前優選的是為每個換能器提供專用控制器，但也可行的是使多個換能器耦接到采用本文所述原理的共用控制器。換能器控制器302可為專用集成電路(ASIC)，但還可以想到現場可編程門陣列(FPGA)和結構化ASIC實施方式。換能器控制器302包括兩個電源端子(VBAT和GND)并且在至少一些設想出的實施方案中，包括用于與ECU202通信的單個輸入/輸出(“I/O”或“IO”)線。合適的通信協議被設計為在任何給定時間上僅令兩個控制器中的一者(ECU202或控制器302)控制I/O線。

換能器控制器302包括I/O接口303，所述接口在被置于接收模式下時監測I/O線的來自ECU202的發射，并且在被置于發射模式下時驅動I/O線的狀態以向ECU發送數據。在一些系統中，ECU202可周期性地輪詢每個傳感器以觸發測量并接收所產生的測量數據。

換能器控制器302包括核心邏輯304，所述核心邏輯根據存儲在非易失性存儲器305中的固件和參數來操作，以解析來自ECU202的命令并且進行適當操作，包括超聲波脈沖的發射和接收。為了發射超聲波脈沖，核心邏輯304使用發射器306，所述發射器驅動傳感器控制器302上的一對發射端子。壓電換能器PZ耦接到發射端子并且經由耦接電容器C1和C2進一步耦接到一對接收端子。耦合電容器C1、C2提供直流隔離并且有助于在接收端子上使用內部電壓箝位，從而保護低噪聲放大器(LNA)308不會在發射和混響期間受損。在一些實施方案中，壓電PZ的一個端子可連接到接地端子GND。

接收的回波信號通常在毫伏或微伏范圍內，并且相應地，控制器302包括低噪聲放大器308以將來自接收端子的信號放大。控制器302可進一步包括數字信號處理器(DSP)310，所述數字信號處理器具有集成模擬數字轉換器(ADC)以將放大的接收信號數字化并進行處理。DSP 310應用可編程方法測量在脈沖的發射期間換能器的致動周期(包括隨后的混響或“振鈴”周期)，以及檢測和測量任何接收到的脈沖或“回波”的長度。此類方法可采用閾值比較、最小間隔、峰值檢測、過零檢測和計數、噪聲電平確定以及為了提高可靠性和準確性而定制的其他可定制技術。DSP310可進一步對放大的接收信號進行處理以分析換能器的特性，例如，諧振頻率和衰減速率，并且可進一步檢測錯誤狀況，例如，過短致動周期(其可由于斷開或有缺陷的換能器、被阻尼的振動等引起)或過長致動周期(有缺陷的安裝、阻尼電阻不足等)。

在至少一些實施方案(諸如適用于具有LIN總線架構的系統的實施方案)中，核心邏輯304采用DSP310測量回波行程時間和/或與反射超聲波脈沖的物體的對應距離。核心邏輯將這些測量值傳送到ECU202，ECU202將來自多個傳感器的測量值組合起來向驅動器提供期望的服務和/或信息。在某些替代實施方案(諸如適用于具有星形拓撲結構的系統的實施方案)中，由ECU執行時間測量和對應的距離評估。在這樣的實施方案中，DSP沒有測量時間，而是檢測是否存在高于閾值水平的超聲波回波并且通過將IO線拉到預定水平而指示實時檢測回波。

為使盲區最小化，控制器302包括至少一個線性阻尼模塊311，所述線性阻尼模塊可在發射器306、DSP310或核心邏輯304的控制下操作以縮短混響周期。所述線性阻尼模塊可單獨地或作為多個多相阻尼系統的一部分操作，所述多相阻尼系統包括例如由發射器306進行的主動阻尼操作。在采用了主動阻尼操作的情況下，發射器306根據本文中其他地方列出的技術而在發射脈沖結束時應用異相信號對抗剩余振動。通常，一旦混響振幅下降到低于閾值(其中有顯著的可能激發額外混響)，即必須終止這種主動阻尼。因此，即使采用了主動阻尼，壓電換能器也可能會被留下剩余振動，可通過使用線性阻尼模塊而使剩余振動有利地最小化。

圖4A示出了具有可調諧分流電阻(R_D)、可調諧分流電抗和開關的一個示例性線性阻尼模塊實施方案。所述分流電抗示為可調諧電感(L_P)，但在一個替代實施方案中，所述分流電抗可為可調諧的負電容，這可使用有源電路元件來實現。可由發射器、DSP和/或核心邏輯提供一組控制信號402。為了防止線性阻尼模塊衰減發射脈沖，僅在發射脈沖結束后(包括主動阻尼階段)在控制信號下操作開關以實現線性阻尼。圖4B和圖4C示出了提供額外配置靈活性的線性模塊實施方案，即包含額外開關，這使得有可能斷開電阻器R_D同時使電感L_P保持連接，或斷開這兩者。

線性阻尼模塊311在分流電阻R_D和電感L_P被恰當地調諧時，提供最優阻尼(即，使混響周期的長度最小化)。然而，阻尼性能對這些元件的調諧非常敏感，使得即使是很小的錯誤也可能導致性能顯著退化。此外，壓電換能器通常具有相當顯著的溫度系數并且可能受它們的表面上由水和碎屑造成的載荷的影響；因而希望這樣的調諧是自適應性和響應性的，同時保持準確性。控制信號402為分流電阻R_D和分流電感L_P提供這樣的調諧。

圖4D示出了可調諧分流電阻R_D的一個示例性實施方案，所述可調諧分流電阻具有跨導放大器G1，所述跨導放大器從左側端子提供或吸收電流，所述電流與兩個端子之間的差成比例。控制信號TUNE將放大器G1的增益設置成與R_D的期望電阻成反比。

圖4E示出了使用低噪聲運算放大器(LNA)來提供較大精度的另一個示例性實施方案，所述低噪聲運算放大器的反相輸入端耦接到R_D的左側端子，而非反相輸入端連接到LNA輸出端并且耦接到R_D的右側端子，R_D通常接地。LNA放大端子之間的電壓差，從而產生輸出信號，所述輸出信號保持與端子之間的電壓差成比例。這個輸出信號被施加到標稱電阻RN并且施加到跨導放大器G1的輸入端。標稱電阻和跨導放大器各自從左側端子吸收或提供與輸出信號成比例的電流。在說明LNA增益時，標稱反饋電阻RN設置初始電阻值。與標稱反饋電阻RN同時，跨導放大器G1操作來以可調諧方式修改標稱電阻。當控制信號TUNE調節跨導放大器的增益時，修改分流電阻R_D的有效電阻。在至少一些實施方案中，經由數字模擬轉換器提供TUNE信號。

圖4F示出了可調諧分流電感L_P的一個示例性實施方案。L_P的左邊端子耦接到跨導放大器Gint的反相輸入端、電容器Cint的一側以及跨導放大器Gout的非反相輸入端。跨導放大器Gint的輸出端耦接到電容器Cint的另一側和Gout的反相側。跨導放大器Gout的輸出端耦接到L_P的右邊端子并且耦接到Gint的非反相輸入端。

在操作中，Gint提供與輸入端子與輸出端子之間的差成比例的電流，從而相應地為電容器Cint充電。電容器電壓是這個電流的積分，因而與將流過等效電感器的電流相對應。跨導放大器Gout將這個電容器電壓轉化成對應電流，從而使得L_P表現為電感值為L_P＝Cint/(Gint×Gout)的合成電感器。跨導放大器Gint的增益由控制信號TUNE控制，使得能夠調諧電感。如前所述，可經由數字模擬轉換器提供TUNE信號。

為了確定適于最優阻尼的值，轉向圖4G，圖4G將壓電換能器PZ更換為等效電路。所示等效電路是適于本發明目的的近似表示。這樣的等效電路通常可從制造商處獲得，但如果必要的話，可通過使等效電路的參數化響應與從換能器測得的頻率相關阻抗擬合而推導出。如先前所提及的，等效電路參數預計具有顯著變化，這樣希望采用快速估計技術來周期性地建立合適的調諧值并且使用自適應技術來精修和跟蹤最優調諧值。

等效電路包括電容器(C_P)，所述電容器與電容器(C_S)、電感器(L_S)和電阻器(R_S)的串聯組合并聯。換能器端子之間的串聯組合提供電路阻抗，所述電路阻抗具有諧振頻率(本文中稱為串聯諧振頻率)。

可以預期的是，這將是占主導地位的諧振峰值并且相應地將以f_S發射聲脈沖，用于增強信號強度并且改進效率和敏感性。控制器302可通過利用發射器向換能器PZ提供脈沖或其他寬帶信號并且利用DSP測量剩余振動的周期來測量f_S。另選地，控制器可采用頻率掃描來識別哪個頻率提供最強發射信號。控制器可進一步從串聯諧振頻率的默認或初始估計開始操作并且可采用頻率自適應技術來精修和跟蹤最優值。

電容器C_P與分流電感L_P和分流電阻R_D的并聯組合將定義第二諧振頻率(本文中稱為并聯諧振頻率)：

可以示出的是，當并聯諧振頻率與串聯諧振頻率匹配時(即，當f_P＝f_S時)并且當分流電阻R_D調諧到這兩個電路的電感器阻抗的幾何平均數的一半時，實現換能器振動的最優阻尼(由等效電阻中的電流表示)：

(產生二分之一的系數，因為存在兩個并聯的諧振電路)。這些需求轉化為以下關于L_P和R_D的最優調諧值的方程：

在至少一些實施方案中，用于調諧線性阻尼模塊的過程以兩個階段進行。在第一階段中，獲得C_P和L_S的測量值并將其用于提供對分流電感和分流電阻的粗調諧。在第二階段中，可應用自適應優化過程以當換能器特性由于溫度變化或加載而改變時將分流電感和分流電阻精修到它們的最優值并且跟蹤這些最優值。

相對于第一階段，在串聯諧振頻率f_S尚且未知的情況下，測量所述串聯諧振頻率。關于這個測量的選項已在先前進行了論述，并且包括頻率掃描或寬帶脈沖，然后測量剩余振動頻率。

接下來，測量電容器C_P。在該測量的第一方法中，可調諧電感L_P顯著地放大。在線性阻尼模塊311的設計階段(圖4A)，根據等式(4)，根據由制造商提供的C_P和f_S(任選地，可使用C_P和f_S替代f_S)的典型值來選擇L_P的標稱值。合適的縮放值將為四倍大，或足以使并聯諧振頻率(按照等式(2))為典型f_S值的大約一半。也可選擇其他縮放系數，目的在于降低并聯諧振頻率f_P并使其與串聯諧振頻率f_S分離。(降低是所期望的，因為換能器通常具有較高的二次諧振頻率)。換能器隨后受到脈沖作用或進行頻率掃描以識別并聯諧振頻率f_P的新值。這個測量值隨后可與縮放的L_P值一起用于根據等式(2)來確定C_P的值。

在C_P的測量的第二方法中，線性阻尼模塊311測量電流源將C_P快速充電到給定電壓所需的時間。圖5示出了模塊311的一個示例性實施方式，其利用可調諧電感L_P的結構實現這個測量。阻尼模塊311經由閉合開關S1耦接到靜態換能器PZ，其中可調諧電阻R_D通過打開開關S2而退耦。開關S3用于開啟從L_P的上部端子到Gint的非反相輸入端的連接，相反使參考電壓512耦接在跨導放大器的反相輸入端與非反相輸入端之間。放大器Gint向電容器Cint提供對應的參考電流，導致所述電容器以恒定速率充電。輸出跨導放大器Gout將所得電壓ramp轉化成電流ramp，導致C_P以二次速率充電。比較器514指示出C_P電壓何時超過參考電壓。達到參考電壓所需的時間為

為使并聯諧振頻率與串聯諧振頻率匹配，理想的充電時間為：

相應地可計算和設置分流電感L_P。(然而，應當指出的是，在充電率接近理想的情況下，串聯諧振電路的激勵可發生并引起測量錯誤。可降低充電率以避免這個二次效應，代價是由于串聯電容器C_S上收集電荷而導致錯誤增大)。所需的分流電感值可相對于先前的分流電感值表示為：

這樣一個比率計算可能更適于模擬實施方式。如果需要，所述測量可利用新的電感值迭代地重復進行，直到理想時間與測得時間的比接近1。

在C_P的測量的第三方法中，線性阻尼模塊311測量分流電感器電流與壓電換能器上的電壓之間的相移。圖6示出了可用于實現這種方法(或先前方法的變化形式)的線性阻尼模塊311的一個示例性實施方式。電流源502激勵壓電換能器PZ。對于本發明的方法來說，電流源以串聯諧振頻率f_S提供振蕩信號。安培計504測量穿過電感器L_P的電流，而伏特計506測量壓電換能器PZ兩端的電流。模擬數字轉換器508、510向例如DSP提供電流和電壓測量值，DSP監測這兩個測量值之間的相位關系。可使用微分測量數字信號處理測量(諸如相關檢測或過零檢測)來測量相移。如果它們之間的相移在在大約90°時穩定，那么電感器L_P進行了很好的調諧以實現有效阻尼。相反地，如果相移遞增或遞減，那么電感器L_P應當基于變化率來調節。

圖7示出了利用可調諧電感器L_P的結構的另一個示例性實施方式。穿過電感器L_P的電流與電容器Cint上的電壓相對應。模擬數字轉換器508、510因此用于提供與圖6的實施方式中獲得的測量等效的對電流和電壓的數字化測量。

一旦可調節電感器L_P設置為合適的值，粗調諧過程繼續確定R_D的合適值。為了確定R_D的粗調諧的值，圖6的線性阻尼模塊311實施方式可用于利用短路開關S4繞過分流電感器L_P。初始，通過打開開關S1而禁用線性阻尼模塊311。強的低阻抗輸出緩沖器用于以串聯諧振頻率f_S驅動壓電換能器。(控制器302為此可使用發射器306。)當換能器以這種方式被驅動時，在換能器的串聯支路中流動的電流等于驅動電壓除以電阻器R_S的電阻。線性阻尼模塊311測量峰值驅動電壓，可選地使用采樣保持電路來存儲所述峰值驅動電壓。然后，壓電換能器端子一起短路以獲得電流測量值。如果圖6的線性阻尼模塊裝配有短路開關S4以繞過電感器同時仍允許電流測量，則關閉開關S1，打開S2，打開S3，并且關閉短路開關S4。

在換能器端子短路后的短時間段內，由安培計504測得的電流大約等于由串聯諧振器生成的電流。在端子短路并且峰值測量之后不久(例如，一個振蕩周期)，對這個電流進行采樣。這個峰值電壓與峰值電流的比大約等于RS的電阻。

接下來，控制器302打開短路開關并且測量剩余振動的衰減速率α。串聯諧振振動的振幅可表示為：

a(t)＝a₀exp(-αt)exp(j2πf_St) (9)

其中α為衰減速率。為使電容器C_P的效應最小化，可使用具有低輸入阻抗的模擬數字轉換器來測量剩余振動。DSP可采用IQ解調器來計算殘余振動的振幅包絡(絕對值)。隨后可通過計算所述包絡與其自身的延遲版本的比來測量衰減速率。衰減速率α為這個比除以延遲的(負)對數。

通過串聯諧振頻率、串聯電阻RS和衰減速率α的上述測量，控制器302可確定串聯電感L_S和最優分流電阻R_D。這里應該注意到，Q可表示為：

Q也可表示為

等式(10)和(11)可結合起來產生：

R_D的最優值隨后可根據等式(3)來計算。控制器302將分流電阻設置為這個值并推斷線性阻尼的粗調諧階段。

不考慮對L_P和R_D的最優調諧值的上述推導中作出的一些近似表示，可以預期的是，等效電路自身是一個近似表示并且此外可能存在二級效應。雖然預期通過使用這些粗調諧值來實現良好的阻尼性能，但第二細調諧階段的使用，預計也是有益的。

圖8示出了細調諧單元的一個示例性實施方式，所述細調諧單元可結合到控制器302的DSP或核心邏輯中。如圖所示，壓電換能器電壓由放大器802緩沖并且由模擬數字轉換器804數字化。包絡計算器806執行IQ解調并將正交流結合起來確定所述信號的絕對振幅。混響計時器808向兩個比較器應用絕對振幅，它們的輸出相結合以使得計數器能夠對包絡從閾值上限過渡到閾值下限所花費的時間進行計時。這個計數作為混響周期的代表性長度而輸出。

趨勢過濾器810將混響周期信號與其自身的延遲版本進行比較以確定混響周期響應于L_P或R_D值的先前自適應增大還是減小。分配器單元812從趨勢過濾器接受趨勢信號并且在所述趨勢對L_P值的前一個自適應作出響應的情況下將其存儲在第一批次中，或在所述趨勢對R_D值的前一個自適應作出響應的情況下，將其存儲在第二批次中。為了隨后對那些參數進行調節，分配器使用多路復用器來在這些批次之間進行選擇，從而向第二多路復用器應用適當的趨勢跡象以在對應參數的正向變化與負向變化之間根據需要進行選擇，以使混響周期最小化。當所述變化是關于L_P值時，將其通過第一更新器單元814應用于當前L_P值。相反，當所述變化是關于R_D值時，將其通過第二更新器單元816應用于當前R_D值。一對數字模擬轉換器將當前值作為調諧信號應用于分流電感器L_P和分流電阻器R_D。進而分別調節這些參數，其中在進行任何其他自適應之前，執行隨后的混響周期測量。盡管設想出了替代調節，但自適應可以任何整數倍交錯進行，例如，將R_D以三倍于L_P的次數進行調節。

其他優化技術是已知的并且可用于自適應性地細調諧L_P和R_D值，包括比例積分微商(PID)控制和聯合自適應技術。所公開的粗調諧和細調諧原理使得線性阻尼模塊能夠精確地調諧，從而實現混響的快速阻尼和減小的最小測量距離與允許檢測更靠近的障礙物，這是超聲波停車輔助傳感器的一個關鍵參數。壓電換能器參數強烈依賴于溫度，并且受到老化或負載效應(例如薄膜上的灰塵)的變化影響。通過有源調諧，自動跟蹤這些效應。

圖9示出了一種示例性換能器控制方法，所述方法在塊902中開始，其中根據以上論述或另選地通過應用L_P和R_D的默認值而執行對線性阻尼模塊的粗調諧。在塊904中，換能器控制器302發送發射脈沖。一旦脈沖終止，換能器控制器302即可選地通過驅動換能器對抗其混響而啟動主動阻尼。可執行這種主動阻尼直到剩余振動下降到低于預定閾值。在塊908中，控制器執行剩余振動的線性阻尼。在塊910中，控制器檢查驗證阻尼是否完成(即是否低于閾值)以檢測回波。如果沒有完成，則重復塊908和910。在執行塊908和910時，使用計時器來測量阻尼混響的長度。在塊912中，將混響長度與一個或多個先前混響長度進行比較以確定趨勢。所述趨勢用于更新L_P和R_D參數中的至少一者。同時，在塊914中執行回波檢測。塊904至914根據需要重復進行以監測從傳感器到障礙物的距離。

本文所述的任一控制器或其各部分可在單個半導體管芯上形成為半導體裝置。雖然出于說明的目的將圖9中所示和所述的操作視為順次發生，但在實踐當中，可通過多個集成電路部件同時推測性地工作甚至通過投機性完成而執行所述方法。所述的順次論述并不旨在構成限制。此外，上述實施方案可能省略了復雜因素，例如，寄生阻抗、電流限制電阻器、電平移位器、線夾等，它們可以存在但并不對所公開的電路的操作造成有意義的影響。此外，上述論述的焦點一直是超聲波傳感器，但所述原理適用于任何呈現剩余振動的換能器。

一旦完全理解了上述公開的內容，對于本領域技術人員來說這些和許多其他修改形式、等價形式和替代形式就將變得顯而易見。上述線性阻尼模塊可替代一個替代分流電路或與之一起使用，所述替代分流電路采用R_D以及負分流電容。旨在使以下權利要求書被解釋為在適用情況下包含所有此類修改形式、等價形式和替代形式。

本領域的技術人員應當理解，本文所用的與電路操作相關的短語“在…期間”、“在…同時”和“當…時”并不確切地指稱某個動作在引發動作后立即發生，而是指在初始動作所引發的反應之間可能存在一些較小但合理的延遲，諸如各種傳播延遲。另外，短語在…同時是指某個動作至少在引發動作持續過程中的一段時間內發生。詞語“大概”或“基本上”的使用意指元件的值具有預期接近陳述值或位置的參數。然而，如本領域所熟知，始終存在妨礙值或位置確切地為陳述值或位置的微小偏差。本領域公認的是，最多至少百分之十(10％)的偏差被認為是與確切如所述的理想目標相差的合理偏差。權利要求書和/或具體實施方式中的術語第一、第二、第三等，如元件名稱的一部分中所用，用來在類似元件之間區分，不一定是描述一種順序，不管是時間的、空間的、等級的或任何其他方式的順序。應當理解，所使用的這些術語在適當的情形下是可互換的，并且本文所述的實施方案能夠以本文未描述或例示的其他順序操作。提到“一個實施方案”，意味著結合該實施方案描述的特定的特征、結構或特性由本發明的至少一個實施方案采納。因此，在本說明書通篇內的不同位置出現的短語“在一個實施方案中”，不一定都指同一個實施方案，但在某些情況下，有可能指同一個實施方案。盡管結合具體的優選實施方案和示例性實施方案描述了本發明的主題，但前述附圖及其描述只用來描繪本發明主題的典型實施方案，因此不應被視作限制本發明主題的范圍。很明顯，許多替代方案和變型形式對本領域技術人員來說將是顯而易見的。本發明的各方面具有的特征可少于前文公開的單個實施方案的所有特征。此外，盡管本文描述的一些實施方案包含其他實施方案中包含的一些特征，卻未包含其中包含的其他特征，但本領域的技術人員應當理解，不同實施方案的特征的組合意在屬于本發明的范圍，而且形成不同的實施方案。