一種頻譜分析儀及其數據處理方法與流程

本申請涉及頻譜分析儀，尤其是一種頻譜分析儀及其數據處理方法。

背景技術：

頻譜分析儀屬于通用測試測量儀器領域中的常用設備，也是射頻微波領域中最基礎，應用最廣泛的一種。現有的頻譜分析儀大多為掃描式頻譜分析儀，采用超外差掃描的結構，通過調整前端幅度調理電路，使外部特定頻率以合適的能量變頻到固定的中頻，再經過下變頻和RBW中頻濾波器，得到頻率在特定分辨力帶寬下的包絡能量；然后通過改變本地振蕩器的頻率，便可以測量到全部頻率的頻譜能量，連續不間斷地改變本地振蕩器的頻率，便可以用窄帶的方式掃描整個頻段的頻譜能量。

近年來又出現FFT頻譜分析儀，使用高成本高帶寬的模數轉換器進行數據采集，使用DSP或CPU對寬帶信號實施快速傅里葉變換，一次性對很寬的頻帶進行分析，大大加快了處理速度，可以對寬帶信號做實時解調。

現有技術的缺點是：對于掃描式頻譜分析儀，中頻濾波器的分辨力帶寬(RBW)越小，其響應時間就越長，為了使得掃描式頻譜分析儀的測量精度較高，通常采用FPGA實現RBW濾波器，如此一來，在很小的RBW測量條件下，數字下變頻和RBW的實現會消耗大量FPGA資源和漫長的測量時間；對于FFT頻譜分析儀，由于一次性對很寬的頻帶進行分析，使得處理帶寬過寬，帶內平坦度不高，無法做到局部較高的測量精度。

技術實現要素：

本申請提供一種頻譜分析儀及其數據處理辦法，不僅使得頻譜分析儀具有高測量精度，而且減少了本地振蕩器的次數，加快了頻譜分析儀的測量時間。

根據本申請的第一方面，本申請提供一種頻譜分析儀，包括：依次連接的第一混頻器、中頻處理單元、模數轉換器、數字下變頻單元、包絡檢波模塊和顯示器，與所述第一混頻器相連接的第一振蕩器，以及分別與所述第一振蕩器、所述數字下變頻單元和所述顯示器相連接的控制器；

所述第一振蕩器根據所述控制器的控制命令產生頻率改變的本振信號；

所述第一混頻器輸入端作為被測信號的輸入端，并將所述被測信號與所述本振信號進行混頻，使得信號頻率固定在中頻頻率，獲得中頻信號；

在所述數字下變頻單元和所述包絡檢波模塊之間還連接有DFT處理單元，所述DFT處理單元通過離散傅里葉變換使得數字信號由時域信號為頻域信號，在頻域對寬頻帶信號進行頻譜分析；

所述中頻處理單元包括依次連接的第一濾波器和放大器，所述第一濾波器用于限定分辨力帶寬和消除噪聲，所述放大器用于調整所述中頻信號的增益；

所述數字下變頻單元包括依次連接的第二混頻器、第二濾波器和抽取模塊，以及與所述第二混頻器、所述控制器相連接的第二振蕩器；所述第二振蕩器為數字振蕩器，所述第二混頻器為數字混頻器；所述第二混頻器和所述第二振蕩器用于對所述數字信號進行正交變頻使所述數字信號的頻譜無失真無混疊地變換到零頻，所述第二濾波器為CIC濾波器，用于對變頻后的數字信號進行濾波，所述抽取模塊用于對濾波后的數字信號進行抽取和降速，從而經過變頻、濾波和抽取得到低速數字信號，使得數字信號滿足進入DFT處理單元的要求；

所述控制器用于控制所述第一振蕩器不間斷改變本振信號頻率從而掃描整個頻段的頻譜能量，并用于設置離散傅里葉變換的分析帶寬，使得所述分析帶寬小于或等于本振信號頻率的變化步進。

優選地，所述DFT處理單元包括依次連接的第三濾波器、加窗模塊、FFT模塊和取數模塊；

所述第三濾波器為低通濾波器，將經過CIC濾波后的非平坦響應補償為一個平坦的矩形窗，使得進入FFT模塊的低速數字信號沒有頻域上的衰減；

加窗模塊通過對所述低速數字信號進行加窗，防止頻譜泄漏并獲得特定形狀的頻譜；

FFT模塊通過對所述低速數字信號進行快速傅里葉變換，得頻域下的N個變換結果；

取數模塊，根據所述本振信號頻率的變化步進，從變換結果N中選取和所述步進相同的比例的M個變換結果作為所述頻域信號，所述M＝N*Fstep/Fs，其中，Fstep表示本振信號頻率變化的步進，Fs表示實施離散傅里葉變換的采樣頻率。

優選地，所述第三濾波器為FIR濾波器，用于對低速數字信號進行邊帶抑制和頻率響應補償，使得分析帶寬外的能量抑制到需要的電平之下，使得分析帶寬內的能量補償到平坦。

優選地，對低速數字信號進行加窗使用高斯窗函數，使得頻譜分析結果形狀為高斯型。

優選地，所述第一振蕩器產生的本振信號頻率變化的步進和所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的分析帶寬相同，即Fstep＝Fa，其中，Fstep表示本振信號頻率變化的步進，Fa表示所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的分析帶寬。

優選地，所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的分析帶寬的至少2倍以上作為所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的采樣頻率，即Fa等于Fs的1/2以下，其中，Fa表示所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的分析帶寬，Fs表示所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的采樣頻率。

根據本申請的第二方面，本申請提供一種頻譜分析儀數據處理方法，包括：

不間斷改變本振信號頻率從而掃描整個頻段的頻譜能量；

設置實施離散傅里葉變換的分析帶寬，使得所述分析帶寬小于或等于本振信號頻率的變化步進；

根據所述分析帶寬，通過離散傅里葉變換使得數字信號由時域信號為頻域信號，在頻域一次性對寬頻帶信號進行頻譜分析。

優選地，本振信號頻率變化的步進與實施離散傅里葉變換的分析帶寬相等。

本申請的有益效果是：采用超外差掃描的結構，通過所述控制器控制所述第一振蕩器連續不間斷地改變本振信號的頻率，實現利用窄帶的方式掃描整個頻段的頻譜能量，并通過所述第一濾波器限定分辨力帶寬和通過所述中頻處理單元進行濾波和抽取處理，使得數據處理在一個更小的帶寬內實現，達到了較高的精度，同時在數字下變頻之后，利用所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換，一次性地對寬帶信號進行頻譜分析，減少了改變本地振蕩器的次數，不僅保障了頻譜測量精度，而且加快了頻譜測量速度；

另外，在所述DFT處理單元中使用FIR濾波器，對低速數字信號進行邊帶抑制和低通補償，使得分析帶寬外的能量抑制到需要的電平之下，使得分析帶寬內的能量補償到平坦，保障了分析帶寬帶內較好的平坦度。

附圖說明

圖1為本申請實施例提供的一種頻譜分析儀結構框圖；

圖2為本申請實施例提供的一種用于離散傅里葉變換的DFT處理單元的結構框圖；

圖3為本申請實施例提供的一種頻譜分析儀數據處理方法的流程圖。

具體實施方式

下面通過具體實施方式結合附圖對本申請作進一步詳細說明。

請參考圖1，申請實施例提供的一種頻譜分析儀，包括第一混頻器11、第一振蕩器12、中頻處理單元20、模數轉換器30、數字下變頻單元40、DFT處理單元50、包絡檢波模塊60、顯示器70和控制器80。

第一振蕩器12作為本地振蕩器，與第一混頻器11、控制器80相連接，用于根據控制器80的控制命令產生頻率變化的本振信號。第一混頻器11的輸入端作為被測信號的輸入端，將被測信號與所述本振信號進行混頻，使得信號頻率固定在中頻頻率，獲得中頻信號。

中頻處理單元20包括第一濾波器21和放大器22。其中，第一濾波器21為帶通濾波器，用于限定分辨力帶寬(RBW)和消除噪聲，可實現在一個較小的帶寬內進行信號處理；放大器22用于調整所述中頻信號的增益。因此，經過中頻處理單元20對信號處理進行控制噪聲和功率，使得所述中頻信號以合適的動態范圍進入模數轉換器30。

模數轉換器30通過采樣、量化和編碼處理將所述中頻信號由模擬信號轉換為數字信號。

數字下變頻單元40包括第二混頻器41、第二振蕩器42、第二濾波器43和抽取模塊44。其中，第二振蕩器42為數字振蕩器，第二混頻器41為數字混頻器；第二混頻器41和第二振蕩器42用于對所述數字信號進行正交變頻使所述數字信號的頻譜無失真無混疊地變換到零頻；第二濾波器43為CIC濾波器，用于對變頻后的數字信號進行濾波；抽取模塊44用于對濾波后的數字信號進行抽取和降速，從而經過變頻、濾波和抽取得到低速數字信號，使得數字信號滿足進入DFT處理單元50的要求，需指出的是，經過第二濾波器43和抽取模塊44的濾波和抽取處理，使得數據處理在一個更小的帶寬內實現，達到了較高的精度。

DFT處理單元50通過離散傅里葉變換將所述數字信號由時域信號變為頻域信號，在頻域對寬頻帶信號進行一次性分析處理。

包絡檢波模塊60用于對快速傅里葉變換結果求模從而測量信號的幅度，并根據顯示點的要求進行檢波得到頻譜分析結果，其中，檢波類型有峰值、平均值、隨機值等幾種類型。

顯示器70用于顯示所述頻譜分析結果和作為人機交互界面。

控制器80用于控制所述第一振蕩器不間斷改變本振信號頻率從而掃描整個頻段的頻譜能量，并用于設置DFT處理單元50實施離散傅里葉變換的分析帶寬(Fa)，使得所述分析帶寬小于或等于本振信號頻率的變化步進(Fstep)。

為了保證頻譜儀不重不漏分析所有帶寬內的信號，實現無縫完成頻率掃描，優選地，Fa＝Fstep，也就是說，每次離散傅里葉變換處理帶寬為Fa的信號，本振會繼續步進Fsetp頻率。

根據奈奎斯特采樣定理，離散傅里葉變換每次能夠分析的頻譜帶寬最大為數據速率帶寬的一半，所以本振信號頻率的變化步進要比經數字下變頻后的數據速率的一半要小，即比實施離散傅里葉變換的采樣頻率一般要小。優選地，DFT處理單元實施離散傅里葉變換的分析帶寬(Fa)的至少2倍以上作為所述DFT處理單元實施離散傅里葉變換的采樣頻率(Fs)，即Fa等于Fs的1/2以下。

根據分辨力帶寬(RBW)選擇合適的DFT處理單元頻率分辨率(Fres)，通常頻率分辨率(Fres)等于分辨力帶寬(RBW)的二分之一以下，優選地，Fres＝RBW/10。

再根據離散傅里葉變換公式中Fres＝Fs/N,其中，N＝2ⁿ，n為正整數，則有Fs＝N*RBW/10，通過選擇適合當前資源計算的N，得到比較合適的采樣頻率，并估算得到分析帶寬。

例如，當RBW＝100Hz，則Fres＝RBW/10＝10Hz，取N＝2^10＝1024，得到當前的Fs＝N*RBW/10＝10240Hz＝10.24kHz，那么Fa＝Fs/4＝2560Hz。

取Fsetp＝Fa＝2560Hz作為每次本振信號頻率的變化步進，就可以快速無縫的完成整個頻段的掃描。

由于每次步進Fstep是一個寬帶信號，使得本實施例提供的頻譜分析儀的掃描速度比傳統掃描方式RBW/10的步進速度加快了N倍，而用于離散傅里葉變換的時間卻只增加10倍左右，因此大大節省了測量時間。

參考圖2，本申請提供一種用于離散傅里葉變換的DFT處理單元，包括第三濾波器51、加窗模塊52、FFT模塊53和取數模塊54。

對于經數學下變頻降速率后的數字信號，在進行離散傅里葉變換之前，還需要完成一次的低通濾波，使進入離散傅里葉變換模塊的信號近似變為一個平坦的矩形窗，所述第三濾波器51為低通濾波器，將經過CIC濾波后的非平坦響應補償為一個平坦的矩形窗，使得進入FFT模塊的低速數字信號沒有頻域上的衰減。

由于數學下變頻單元40的第二濾波器43為CIC濾波器，其帶內平坦度單邊下降，邊帶滾降過于平緩。

為使帶內幅度達到一定的平坦度，同時使邊帶達到一定的陡峭度，保證旁邊的信號無法落入分析帶寬內，優選地，所述第三濾波器51為FIR濾波器，對低速數字信號進行邊帶抑制和頻率響應補償，使得分析帶寬外的能量抑制到需要的電平之下，使得分析帶寬內的能量補償到平坦。

加窗模塊52通過對所述低速數字信號進行加窗，防止頻譜泄漏并獲得特定形狀的頻譜。為了得到高斯型的頻率選擇形狀的頻譜，優選地，對低速數字信號進行加窗使用高斯窗函數，選擇-3dB帶寬為RBW，選擇-3dB和-60dB的比值作為矩形系數的要求，高斯窗函數的參數由所實時的RBW和形狀參數決定。

FFT模塊53通過對所述低速數字信號進行快速傅里葉變換，得到頻域下的N個變換結果。

由于奈奎斯特采樣定理的限制，速率為Fs的數據速率上所承載的數據帶寬最寬為Fs/2，因此對于離散傅里葉變換的處理結果，并會不包含所有第一奈奎斯特域的頻率，而是需要根據步進，選擇和步進相同的比例，并按照比例從N中選擇相應的數據量。取數模塊54用于根據所述本振信號頻率的變化步進Fstep，從變換結果N中選取和所述步進相同的比例的M個變換結果作為所述頻域信號，即M＝N*Fstep/Fs，其中，Fstep表示本振信號頻率的變化步進，Fs表示實施離散傅里葉變換的采樣頻率。因為Fres＝RBW/10，小于RBW/3，保證M個變換結果中段與段相接處不會出現明顯的跳變間隔。

由此可見，本申請實施例提供的頻譜分析儀及其DFT處理單元，相比傳統頻譜分析儀相比，中頻濾波器的分辨力帶寬較小，測量精度較高，可一次性對很寬的頻帶進行分析，測量時間短，分析帶寬帶內平坦度好。

基于上述頻譜分析儀及其DFT處理單元，本申請實施例提供了一種頻譜分析儀數據處理方法，參考圖3，為本申請實施例提供的一種頻譜分析儀數據處理方法的流程圖，包括步驟：

步驟100，通過不間斷改變本振信號頻率從而掃描整個頻段的頻譜能量，保障了頻譜測量準確度，其中，以Fsetp表示改變本振信號頻率改變的步進；

步驟200，設置實施離散傅里葉變換的分析帶寬(Fa)，所述分析帶寬小于或等于本振信號頻率的變化步進；

為了實現無縫完成頻率掃描，優選地，每次頻點變化的步進和離散傅里葉變換處理模塊一次處理的帶寬嚴格相同，即Fsetp＝Fa，也就是說，每次離散傅里葉變換處理帶寬為Fa的信號，本振會繼續步進Fsetp頻率，這樣保證了頻譜儀不重不漏分析所有帶寬內信號。由于每次步進Fstep是一個寬帶信號，使得本實施例提供的頻譜分析儀的掃描速度比傳統掃描方式速度(RBW/10的步進)加快了N倍，而用于離散傅里葉變換的時間卻只增加10倍左右，因此大大節省了測量時間。

步驟300，根據所述分析帶寬，通過離散傅里葉變換使得數字信號由時域信號為頻域信號，在頻域一次性對寬帶信號進行頻譜分析，減少了改變本地振蕩器的次數，加快了頻譜測量速度。

由此可見，本申請實施例提供的頻譜分析儀數據處理方法，相比傳統掃描式頻譜分析儀，加快了數據處理速度，又具有與實時頻譜分析儀同樣高的測量精度，而且分析帶寬帶內平坦度較好。

綜上所述，在本申請實施例中，由于采用超外差掃描的結構，通過控制器80控制第一振蕩器12連續不間斷地改變本振信號的頻率，實現利用窄帶的方式掃描整個頻段的頻譜能量，并通過第一濾波器21限定分辨力帶寬和通過中頻處理單元40進行濾波和抽取處理，使得數據處理在一個更小的帶寬內實現，達到了較高的精度，同時在數字下變頻之后，利用DFT處理單元50使用與本振信號頻率改變的相同的分析帶寬實施離散傅里葉變換，不重不漏地、一次性地對寬帶信號進行頻譜分析，減少了改變本地振蕩器的次數，不僅保障了頻譜測量精度，而且加快了頻譜測量速度；另外，在DFT處理單元50中使用FIR濾波器51，對低速數字信號進行邊帶抑制和低通補償，使得分析帶寬外的能量抑制到需要的電平之下，使得分析帶寬內的能量補償到平坦，保障了分析帶寬帶內較好的平坦度。

以上內容是結合具體的實施方式對本申請所作的進一步詳細說明，不能認定本申請的具體實施只局限于這些說明。對于本申請所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本申請發明構思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換。