物理量檢測系統、電子設備以及移動體的制作方法

本發明涉及一種物理量檢測系統、電子設備以及移動體等。

背景技術：

對角速度、加速度等物理量進行檢測的物理量檢測系統，被應用于例如車輛的車身控制、汽車導航裝置系統的本車位置檢測、數字照相機或攝像機等的振動控制補正(所謂的手抖補正)等中。作為包括所涉及的物理量檢測系統的傳感器裝置，而已知有例如在專利文獻1中所公開的這樣的、具備多個物理量傳感器(物理量轉換器：physical quantity transducers)，并對圍繞互相正交的兩個或三個檢測軸的角速度進行檢測的傳感器裝置。

在像專利文獻1這樣使用一個電源來對多個物理量轉換器進行驅動從而對物理量進行檢測的情況下，明確存在有如下可能性，即，例如第一物理量轉換器的驅動頻率成分的噪聲從驅動電路經由電源線而傳遞至第二物理量轉換器的檢測電路中。在這種情況下，如果將第一物理量轉換器的第一驅動頻率設為f_d1、將第二物理量轉換器的第二驅動頻率設為f_d2，則將產生與f_d1和f_d2的差分相對應的頻率的差拍噪聲(beat noise)，從而使被檢測的物理量中產生誤差。

專利文獻1：日本特開2013-217813號公報

技術實現要素：

根據本發明的幾個方式，能夠提供一種在使用共同的電源來對多個物理量傳感器進行驅動的情況下，能夠抑制差拍噪聲等的產生的物理量檢測系統、電子設備以及移動體等。

本發明的一個方式涉及一種物理量檢測系統，包括：第一物理量傳感器，其具有：第一物理量轉換器、對所述第一物理量轉換器進行驅動的第一驅動電路、根據從所述第一物理量轉換器輸出的第一檢測信號，而輸出對應于第一物理量的第一物理量信息的第一檢測電路；第二物理量傳感器，其具有：第二物理量轉換器、對所述第二物理量轉換器進行驅動的第二驅動電路、根據從所述第二物理量轉換器輸出的第二檢測信號，而輸出對應于第二物理量的第二物理量信息的第二檢測電路；第一電源線，其被施加有從所述第一物理量傳感器以及所述第二物理量傳感器的共同的電源向所述第一物理量傳感器供給的電源電壓；第二電源線，其被施加有從所述電源向所述第二物理量傳感器供給的所述電源電壓；第一去耦電路，其被設置于所述第一電源線的路徑上，并具有第一帶阻頻率特性；第二去耦電路，其被設置于所述第二電源線的路徑上，并具有第二帶阻頻率特性，在將所述第一驅動電路的第一驅動頻率設為f_d1，將所述第二驅動電路的第二驅動頻率設為f_d2，將第一帶阻頻率特性的低頻率側的截止頻率設為f_CL1，將第二帶阻頻率特性的低頻率側的截止頻率設為f_CL2，將第一帶阻頻率特性的高頻率側的截止頻率設為f_CH1，將第二帶阻頻率特性的高頻率側的截止頻率設為f_CH2的情況下，f_CL1＜f_d1＜f_CH1，且f_CL2＜f_d2＜f_CH2。

本實施方式的物理量檢測系統使用具有f_CL1＜f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性的第一去耦電路、和具有f_CL2＜f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的第二去耦電路。而且，通過第一去耦電路來減少第一物理量傳感器的第一驅動頻率f_d1成分，通過第二去耦電路來減少第二物理量傳感器的第二驅動頻率f_d2成分，從而減少了向一方的物理量傳感器輸入的另一方的物理量傳感器的驅動頻率成分。因此，在使用共同的電源而對多個物理量傳感器進行驅動的情況下，能夠抑制差拍噪聲的產生。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，f_CL1＜f_d1＜3×f_d1＜f_CH1，且f_CL2＜f_d2＜3×f_d2＜f_CH2。

由此，能夠減少一方的物理量傳感器的驅動頻率的諧波成分，從而抑制諧波成分給另一方的物理量傳感器帶來惡劣影響等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，f_CL1＜f_d1＜3×f_d1＜5×f_d1＜7×f_d1＜f_CH1，且f_CL2＜f_d2＜3×f_d2＜5×f_d2＜7×f_d2＜f_CH2。

由此，能夠減少一方的物理量傳感器的驅動頻率的更高的諧波成分，從而能夠抑制諧波成分給另一方的物理量傳感器帶來惡劣影響等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，所述第一驅動電路以及所述第二驅動電路以矩形波的驅動信號而對所述第一物理量轉換器以及所述第二物理量轉換器進行驅動。

由此，雖然當實施矩形波驅動時會產生諧波成分從而給物理量傳感器帶來惡劣影響，但能夠抑制該惡劣影響等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，在將所述第一物理量信息以及所述第二物理量信息的檢測頻帶的上側頻率設為f_g的情況下，|f_d1-f_d2|＜f_g。

由此，即使在|f_d1-f_d2|＜f_g且通過同步檢波后的濾波處理而無法去除差拍噪聲的情況下，也能夠實現取得正確的物理量信息等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，包括：第三電源線，其對所述第一電源線以及所述第二電源線施加所述電源電壓；第三去耦電路，其被設置于所述第三電源線的路徑上。

由此，即使在被輸入有第一驅動頻率f_d1的頻帶或第二驅動頻率f_d2的頻帶的外源性噪聲頻率成分的情況下，也能夠抑制差拍噪聲的產生等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，所述第一去耦電路具有：第一電容器；第二電容器，其電容值與所述第一電容器不同，所述第二去耦電路具有：第三電容器；第四電容器，其電容值與所述第三電容器不同，所述第一電容器和所述第二電容器被設置于供給高電位側的所述電源的所述第一電源線與低電位側的電源節點之間，所述第三電容器和所述第四電容器被設置于供給所述高電位側的所述電源的所述第二電源線與所述低電位側的電源節點之間。

由此，使驅動頻率成分旁通接地，從而能夠抑制驅動頻率成分流入到另一方的物理量傳感器以及電源線中的情況等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，所述第一去耦電路具有：第一電感器；第一電容器；第二電容器，其電容值與所述第一電容器不同，所述第二去耦電路具有：第二電感器；第三電容器；第四電容器，其電容值與所述第三電容器不同，所述第一電容器以及所述第二電容器被設置于向所述第一物理量傳感器供給所述電源的第一電源供給節點與低電位側的電源節點之間，所述第一電感器被設置于所述第一電源線與所述第一電源供給節點之間，所述第三電容器以及所述第四電容器被設置于向所述第二物理量傳感器供給所述電源的第二電源供給節點與所述低電位側的電源節點之間，所述第二電感器被設置于所述第二電源線與所述第二電源供給節點之間。

由此，擴寬了截止頻帶寬，從而不僅能夠抑制驅動頻率成分流入到另一方的物理量傳感器以及電源線中的情況，而且還能夠抑制驅動頻率的高頻成分流入到另一方的物理量傳感器以及電源線流入中的情況等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，所述第一去耦電路具有：第一電感器；第二電感器；第一電容器；第二電容器，其電容值與所述第一電容器不同，所述第二去耦電路具有：第三電感器；第四電感器；第三電容器；第四電容器，其電容值與所述第三電容器不同，所述第一電容器以及所述第二電容器被設置于第一節點與低電位側的電源節點之間，所述第一電感器被設置于所述第一電源線與所述第一節點之間，所述第二電感器被設置于所述第一節點與向所述第一物理量傳感器供給所述電源的第一電源供給節點之間，所述第三電容器以及所述第四電容器被設置于第二節點與所述低電位側的電源節點之間，所述第三電感器被設置于所述第二電源線與所述第二節點之間，所述第四電感器被設置于所述第二節點與向所述第二物理量傳感器供給所述電源的第二電源供給節點之間。

由此，進一步擴寬了截止頻帶寬，從而不僅能夠抑制驅動頻率成分流入到另一方的物理量傳感器以及電源線中的情況，而且還能夠抑制驅動頻率的高頻成分流入到另一方的物理量傳感器以及電源線中的情況等。

此外，在本發明的一個方式中，也可以為，所述第一物理量信息以及所述第二物理量信息為角速度信息。

由此，能夠對圍繞至少兩個旋轉軸的角速度信息進行檢測等。

此外，在本發明的其他方式中，還涉及一種物理量檢測系統，包括：第一物理量傳感器，其具有：第一物理量轉換器、對所述第一物理量轉換器進行驅動的第一驅動電路、根據從所述第一物理量轉換器輸出的第一檢測信號，而輸出對應于第一物理量的第一物理量信息的第一檢測電路；第二物理量傳感器，其具有：第二物理量轉換器、對所述第二物理量轉換器進行驅動的第二驅動電路、根據從所述第二物理量轉換器輸出的第二檢測信號，而輸出對應于第二物理量的第二物理量信息的第二檢測電路；第一電源線，其被施加有從所述第一物理量傳感器以及所述第二物理量傳感器的共同的電源向所述第一物理量傳感器供給的電源電壓；第二電源線，其被施加有從所述電源向所述第二物理量傳感器供給的所述電源電壓；第三電源線，其對所述第一電源線以及所述第二電源線施加所述電源電壓；第一去耦電路，其被設置于所述第一電源線的路徑上；第二去耦電路，其被設置于所述第二電源線的路徑上；第三去耦電路，其被設置于所述第三電源線的路徑上。

此外，在本發明的其他的方式中，涉及一種包括所述物理量檢測系統的電子設備。

此外，在本發明的其他的方式中，涉及一種包括所述物理量檢測系統的移動體。

附圖說明

圖1為本實施方式的物理量檢測系統的結構例。

圖2為不具有去耦電路的物理量檢測系統的結構例。

圖3為驅動頻率成分重疊的電源電壓的說明圖。

圖4為由差拍噪聲所產生的傳感器輸出信號的輸出變動量的說明圖。

圖5為傳感器輸出信號的輸出變動量的峰值間差分量的頻率特性的說明圖。

圖6為傳感器輸出信號的具體例的說明圖。

圖7為由帶阻濾波器實施的驅動頻率成分的衰減處理的說明圖。

圖8為由帶阻濾波器實施的外源性噪聲成分的衰減處理的說明圖。

圖9為驅動頻率的頻率特性的說明圖。

圖10為傳感器輸出信號與差拍噪聲的說明圖。

圖11為去耦電路的具體結構例。

圖12為去耦電路的其他的具體結構例。

圖13為去耦電路的其他的具體結構例。

圖14為由去耦電路的有無所產生的傳感器輸出信號的輸出變動量的峰值間差分量的頻率特性的說明圖。

圖15為陀螺儀傳感器的詳細結構例。

圖16為電路裝置的驅動電路以及檢測電路的詳細結構例。

圖17為包括物理量檢測系統的電子設備或移動體的詳細結構例。

圖18為電子設備以及移動體的具體例。

具體實施方式

以下，對本實施方式進行說明。另外，在下文中所說明的本實施方式并非對權利要求書所記載的本發明的內容進行不當限定。此外，在本實施方式中所說明的所有結構不一定都是本發明的必需結構要件。

1.系統結構例

在圖1中圖示了本實施方式的物理量檢測系統的結構例。本實施方式的物理量檢測系統100包括：第一物理量傳感器110、第二物理量傳感器120、第一電源線PL1、第二電源線PL2、第一去耦電路130、第二去耦電路140。另外，物理量檢測系統100并不限定于圖1的結構，能夠實施省略它們中一部分的結構要素、或追加其他的結構要素等各種改變。例如，雖然在圖1中設置有第三去耦電路150，但也能夠實施不具有所述第三去耦電路150的改變。

而且，第一物理量傳感器110具有第一物理量轉換器111、對第一物理量轉換器111進行驅動的第一驅動電路113、第一檢測電路115。第一檢測電路115根據從第一物理量轉換器111被輸出的第一檢測信號DS1而輸出對應于第一物理量的第一物理量信息PI1。另外，第一物理量信息PI1為，第一物理量傳感器110的傳感器輸出信號。

同樣地，第二物理量傳感器120具有第二物理量轉換器121、對第二物理量轉換器121進行驅動的第二驅動電路123、第二檢測電路125。第二檢測電路125根據從第二物理量轉換器121被輸出的第二檢測信號DS2而輸出對應于第二物理量的第二物理量信息PI2。另外，第二物理量信息PI2為，第二物理量傳感器120的傳感器輸出信號。

在此，傳感器輸出信號(第一物理量信息PI1、第二物理量信息PI2)既可以是電壓信號，也可以是數字信號。

例如，第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120為陀螺儀傳感器。在這種情況下，第一物理量信息PI1以及第二物理量信息PI2例如為角速度信息，第一物理量以及第二物理量例如為角速度。而且，第一物理量轉換器111例如作為第一檢測信號DS1而輸出第一陀螺儀傳感器信號，第一檢測電路115作為第一物理量信息PI1而向第一輸出節點Vout1輸出第一角速度信息。另一方面，第二物理量轉換器121例如作為第二檢測信號DS2而輸出第二陀螺儀傳感器信號，第二檢測電路125作為第二物理量信息PI2而向第二輸出節點Vout2輸出第二角速度信息。

在所謂的模擬陀螺儀傳感器的情況下，角速度信息為電壓信號，電壓信號的DC電壓電平表示被檢測的角速度的大小。此外，在具有A/D轉換電路或數字信號處理部的數字陀螺儀傳感器的情況下，角速度信息為數字信號，由數字信號所表示的數值表示角速度的大小。而且，第一角速度信息為表示圍繞第一旋轉軸的第一角速度的信息，第二角速度信息為表示圍繞與第一旋轉軸不同的第二旋轉軸的第二角速度的信息。

由此，能夠實現對圍繞至少兩個旋轉軸的角速度信息進行檢測等情況。但是，在本實施方式中，物理量傳感器并不限定于陀螺儀傳感器，也可以為加速度傳感器、或其他的運動傳感器(體動傳感器)。

另外，第一物理量轉換器111以及第二物理量轉換器121分別對應于使用圖15而在后文中詳細敘述的物理量轉換器(振動片)10，并且例如也可以為與物理量轉換器10相同的結構。同樣地，第一驅動電路113以及第二驅動電路123分別對應于使用圖16而在后文中詳細敘述的驅動電路30，并且例如也可以為與驅動電路30相同的結構。而且，第一檢測電路115以及第二檢測電路125分別對應于使用圖16而在后文中詳細敘述的檢測電路60，并且例如也可以為與檢測電路60相同的結構。因此，關于它們的詳細的結構，在此省略說明。

此外，第一電源線PL1被施加有從第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120的共同的電源VDD向第一物理量傳感器110供給的電源電壓。另一方面，第二電源線PL2被施加有從所述的共同的電源VDD向第二物理量傳感器120供給的電源電壓。

而且，第一去耦電路130(第一旁路電容器電路)被設置于第一電源線PL1的路徑上，并具有第一帶阻頻率特性。在此，將第一帶阻頻率特性的低頻率側的截止頻率設為f_CL1，將第一帶阻頻率特性的高頻率側的截止頻率設為f_CH1。

另一方面，第二去耦電路140(第二旁路電容器電路)被設置于第二電源線PL2的路徑上，并具有第二帶阻頻率特性。在此，將第二帶阻頻率特性的低頻率側的截止頻率設為f_CL2，將第二帶阻頻率特性的高頻率側的截止頻率設為f_CH2。另外，關于第一去耦電路130以及第二去耦電路140的具體的結構，將使用圖11至圖13而在后文中敘述。

在本實施方式中，從共同的電源VDD對設置于同一基板上的至少兩個物理量傳感器供給電源電壓。而且，在上述的專利文獻1的傳感器裝置中，作為多個傳感器元件中的各個傳感器元件的驅動頻率，而使用不同的驅動頻率。即使在本實施方式中，由于第一物理量傳感器110的第一物理量轉換器111和第二物理量傳感器120的第二物理量轉換器121會因制造偏差等而存在個體差異，因此也未使兩個驅動頻率一致，而是產生少許差異。在此，例如將第一驅動電路113的第一驅動頻率設為f_d1，將第二驅動電路123的第二驅動頻率設為f_d2。此時，在多數情況下，|f_d1-f_d2|不為零。另外，驅動頻率是根據物理量轉換器的尺寸、形狀、材料、傳感器裝置的用途等而被適當規定的。

另一方面，在圖2中圖示了不具有去耦電路的物理量檢測系統的結構例。圖2所示的物理量檢測系統與圖1所示的物理量檢測系統100相比，除了不具有去耦電路這一點以外其余均為相同結構，且在第一物理量傳感器110和第二物理量傳感器120中也使用同一種類的物理量傳感器。因此，在第一物理量傳感器110的第一驅動頻率f_d1和第二物理量傳感器120的第二驅動頻率f_d2中，也設為存在有因制造偏差而產生的少許差異。

在圖2所示的物理量檢測系統中，由于是從共同的電源向第一物理量傳感器110和第二物理量傳感器120供給電源電壓的，因此一方的物理量傳感器的驅動頻率成分會沿著電源線而被輸入到另一方的物理量傳感器。

例如，在第二物理量傳感器120中被輸入有第一驅動頻率f_d1的成分，在第一物理量傳感器110中被輸入有第二驅動頻率f_d2的成分。

更具體而言，在圖3中圖示了第一驅動頻率f_d1成分與第二驅動頻率f_d2成分重疊的電源電壓VDD的具體例。在圖3的曲線圖中，縱軸表示電源電壓VDD[V]，橫軸表示時間[s]。而且，在該圖中，以放大的方式而圖示了一部分的期間TM的5[V]附近的電源電壓VDD的變動的情況。雖然本來電源電壓VDD被固定為5[V]，但如圖3的放大圖所示那樣，第一驅動頻率f_d1成分與第二驅動頻率f_d2成分發生重疊，從而使電源電壓VDD產生細微地變動。在本示例中，這樣的電壓細微地變動的電源電壓VDD向第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120被供給。

此時，在第一檢測電路115(或第二檢測電路125)中，利用后述的同步檢波電路(圖16所示的62)的功能，而使兩個驅動頻率(f_d1以及f_d2)相乘，并通過外差原理而使第一驅動頻率f_d1與第二驅動頻率f_d2之和以及這兩者之差的頻率成為差拍噪聲(差拍信號)而被輸出。該差拍噪聲通過DC放大器而被放大，并且被表現作為第一物理量傳感器110(或第二物理量傳感器120)的輸出變動。

例如，在圖4中，圖示了驅動頻率差0.5Hz(＝|f_d1-f_d2|)中的、由差拍噪聲所產生的傳感器輸出信號的輸出變動量的一個示例。在圖4的曲線圖中，縱軸表示傳感器輸出信號的輸出變動量ΔVout[V]，橫軸表示時間[s]。例如，圖示了在ΔVout＝0.18[V]的定時下，傳感器輸出信號以與本來的值相比大0.18[V]的方式而輸出的情況。即，雖然在圖4的曲線圖中，如果輸出變動量ΔVout為0[V]，則可以說不會產生差拍噪聲的對傳感器輸出信號的影響，但是實際上，如圖4所示那樣，傳感器輸出信號會周期性地因差拍噪聲而產生變動。如果以此方式根據包含差拍噪聲的傳感器輸出信號而對例如角速度進行計算，則差拍噪聲成分將表現成為角速度的誤差，從而無法計算出正確的角速度。

而且，如圖5的曲線圖所示，傳感器輸出信號的輸出變動量Δvout的大小因驅動頻率差Δfd(＝|f_d1-f_d2|)而產生變動。在圖5的曲線圖中，縱軸表示傳感器輸出信號的輸出變動量ΔVout的峰值間差分量ΔV_p―p[V]，橫軸表示驅動頻率差Δfd[Hz]。峰值間差分量ΔV_p―p為，例如圖4所示這樣的曲線圖中的輸出變動量ΔVout的最大值與最小值的差分。也就是說，可以認為是，峰值間差分量ΔV_p―p越大，則相對于該驅動頻率差Δfd而言，傳感器輸出信號的輸出變動越大。如圖5的曲線圖所示，傳感器輸出信號的峰值間差分量ΔV_p―p是驅動頻率差Δfd越小則越大，尤其是在驅動頻率差Δfd≤1Hz的區域內，差拍噪聲的影響顯著增大。尤其是，如本實施方式所示，在使用相同的物理量傳感器的情況下，由于也存在由制造偏差造成的驅動頻率差在10Hz以下的可能性，因此傳感器輸出信號的輸出變動的大小成了一個問題。

此外，在圖6中圖示了傳感器輸出信號的具體例。在圖6的a1中，表示出了相對于電源電壓VDD而不存在有驅動頻率成分的干涉的情況下的傳感器輸出信號。在圖6的a2中，表示出了驅動頻率差Δfd＝1Hz、且相對于電源電壓VDD而存在有驅動頻率成分的干涉的情況下的傳感器輸出信號。而且，在圖6的a3中，表示出了驅動頻率差Δfd＝3Hz、且相對于電源電壓VDD而存在有驅動頻率成分的干涉的情況下的傳感器輸出信號。另外，在圖6的a1～a3的各個曲線圖中，縱軸表示傳感器輸出信號Vout[V]，橫軸表示時間[s]。如此，傳感器輸出信號的振幅根據驅動頻率差而周期性地變動。

如上文所述，在不具有去耦電路的圖2所示的這種物理量檢測系統中，在于同一基板上、同一電源電壓下使用多個物理量傳感器的情況下，傳感器輸出信號會因驅動頻率差而產生變動，從而無法正確地對物理量進行測量。

因此，本實施方式的物理量檢測系統100如上述的圖1所示那樣，使用了具有f_CL1＜f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性的第一去耦電路130和具有f_CL2＜f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的第二去耦電路140。

具有f_CL1＜f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性的第一去耦電路130作為圖7所示的帶阻濾波器BEF而發揮功能。在圖7的曲線圖中，實線表示圖3所示的電源電壓VDD的AC成分(第一驅動頻率f_d1成分或第二驅動頻率f_d2成分)，虛線表示能夠對預定的頻帶進行衰減(去除)的第一去耦電路130的衰減特性。而且，縱軸對于AC成分而言表示振幅、對于衰減特性而言表示衰減率Att的倒數(1/Att)，橫軸表示頻率。因此，第一去耦電路130能夠對重疊于電源電壓VDD中的第一物理量傳感器110的第一驅動頻率f_d1成分進行衰減，從而減少被輸入至第二物理量傳感器120輸入的第一驅動頻率f_d1成分。

同樣地，具有f_CL2＜f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的第二去耦電路140作為圖7所示的帶阻濾波器BEF而發揮功能。因此，第二去耦電路140能夠對重疊于電源電壓VDD中的第二物理量傳感器120的第二驅動頻率f_d2成分進行衰減，從而減少向第一物理量傳感器110輸入的第二驅動頻率f_d2成分。關于第一去耦電路130以及第二去耦電路140的具體的動作，將在后文敘述。

如果以此方式能夠減少電源電壓VDD中所包含的第一驅動頻率f_d1成分以及第二驅動頻率f_d2成分，則能夠減少通過各個物理量傳感器的同步檢波電路(圖16所示的62)而生成的第一驅動頻率f_d1與第二驅動頻率f_d2之和以及這兩者之差的頻率成分，其結果為，也能夠減少差拍噪聲。因此，在使用共同的電源來對多個物理量傳感器進行驅動的情況下，能夠對差拍噪聲的產生進行抑制。

如上述那樣，如果通過第一去耦電路130來減少重疊于電源電壓VDD中的第一驅動頻率f_d1成分，并通過第二去耦電路140來減少重疊于電源電壓VDD中的第二驅動頻率f_d2成分，則能夠減少因第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120而引起的差拍噪聲。但是，在從電源VDD側被輸入有具有接近于第一驅動頻率f_d1或第二驅動頻率f_d2的頻率的外源性噪聲頻率成分的情況下，存在有在各個物理量傳感器的傳感器輸出信號中產生差拍噪聲的情況。例如，如果外源性噪聲頻率與驅動頻率(第一驅動頻率f_d1或第二驅動頻率f_d2)之差在10Hz以下，則因上述的外差原理，差拍噪聲的產生將變得較為顯著。

因此，如圖1所示，本實施方式的物理量檢測系統100包括對第一電源線PL1以及第二電源線PL2施加電源電壓的第三電源線PL3、和被設置于第三電源線PL3的路徑上的第三去耦電路150。

而且，如圖8所示，第三去耦電路150用于減少從電源VDD側流入的外源性噪聲頻率f_ONS成分。在圖8的曲線圖中，實線表示外源性噪聲頻率f_ONS成分，虛線表示能夠對預定的頻帶進行衰減(去除)的第三去耦電路150的衰減特性。而且，縱軸對于外源性噪聲頻率f_ONS成分而言表示振幅，對于衰減特性而言表示衰減率Att的倒數(1/Att)，橫軸表示頻率。如圖8所示，第三去耦電路150作為具有f_CL1＜f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性或是f_CL2＜f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的帶阻濾波器BEF而發揮功能。因此，第三去耦電路150能夠對重疊于電源電壓VDD中的外源性噪聲頻率f_ONS成分進行衰減，從而減少被輸入至第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120的外源性噪聲頻率f_ONS成分。

由此，即使在被輸入有第一驅動頻率f_d1的頻帶或第二驅動頻率f_d2的頻帶的外源性噪聲頻率成分的情況下，也能夠實現抑制差拍噪聲的產生的情況等。另外，第一驅動頻率f_d1的頻帶為例如從f_CL1至f_CH1的頻帶，而且，第二驅動頻率f_d2的頻帶為例如從f_CL2到f_CH2的頻帶。

在此，第一驅動電路113以及第二驅動電路123通過矩形波的驅動信號來對第一物理量轉換器111以及第二物理量轉換器121進行驅動。

在通過矩形波的驅動信號來對物理量轉換器進行驅動的方式中，具有驅動信號的偏差較小這一優點。此外，由于電壓振幅的控制較容易，因此具有能夠簡化電路結構從而能夠縮小電路規模這一優點。

但是，另一方面，由于通過矩形波的驅動信號來對物理量轉換器進行驅動，因此驅動頻率也含有基波成分的整數倍的高頻成分。尤其是，含有奇數倍的諧波成分較多。例如，在圖9中，圖示了基波的頻率為50kHz的驅動頻率的頻率特性的示例。在圖9的曲線圖中，橫軸表示(驅動)頻率[kHz]，縱軸表示與橫軸的頻率相對應的信號的強度[dB]。在圖9的示例中，如上述那樣，作為驅動頻率的奇數倍的諧波成分的150kHz、250kHz、350kHz的成分表現地較為強烈。

因而，為了降低差拍噪聲，而優選為，不僅在去耦電路中降低驅動頻率，而且還在去耦電路中減少驅動頻率的整數倍的諧波成分，尤其是奇數倍的諧波成分。

因此，在本實施方式的物理量檢測系統100中使用了具有f_CL1＜f_d1＜3×f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性的第一去耦電路130、和具有f_CL2＜f_d2＜3×f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的第二去耦電路140。

例如，如上述的圖7所示那樣，第一去耦電路130的帶阻濾波器BEF對第一驅動頻率f_d1成分及其第三諧波(3f_d1)進行衰減(去除)。同樣地，如圖7所示，第二去耦電路140的帶阻濾波器BEF對第二驅動頻率f_d2成分及其第三諧波(3f_d2)進行衰減(去除)。另外，第一去耦電路130以及第二去耦電路140不僅能夠去除驅動頻率f_d1(f_d2)和驅動頻率f_d1(f_d2)的三倍的頻率，而且還能夠去除從f_d1(f_d2)到3f_d1(3f_d2)的各個頻率成分。

由此，能夠減少一方的物理量傳感器的驅動頻率的諧波成分，從而能夠抑制諧波成分給另一方的物理量傳感器帶來的惡劣影響等。

而且，在本實施方式的物理量檢測系統100中，也可以使用具有f_CL1＜f_d1＜3×f_d1＜5×f_d1＜7×f_d1＜f_CH1這樣的第一帶阻頻率特性的第一去耦電路130、和具有f_CL2＜f_d2＜3×f_d2＜5×f_d2＜7×f_d2＜f_CH2這樣的第二帶阻頻率特性的第二去耦電路140。

例如，如上述的圖7所示那樣，第一去耦電路130的帶阻濾波器BEF對第一驅動頻率f_d1成分及其第三諧波(3f_d1)、第五諧波(5f_d1)、第七諧波(7f_d1)進行衰減(去除)。同樣地，如圖7所示那樣，第二去耦電路140的帶阻濾波器BEF對第二驅動頻率f_d2成分及其第三諧波(3f_d2)、第五諧波(5f_d2)、第七諧波(7f_d2)進行衰減(去除)。另外，第一去耦電路130以及第二去耦電路140不僅能夠去除驅動頻率f_d1(f_d2)、驅動頻率f_d1(f_d2)的3倍、5倍、7倍的頻率，而且還能夠去除從f_d1(f_d2)到7f_d1(7f_d2)的各個頻率成分。

由此，能夠減少一方的物理量傳感器的驅動頻率的更高的諧波成分，從而能夠抑制諧波成分給另一方的物理量傳感器帶來的惡劣影響等。

此外，在構成例如能夠對驅動頻率和驅動頻率的7倍的頻率進行衰減的帶阻濾波器BEF時，如圖7所示那樣，只要以使低頻率側的截止頻率f_CL1(f_CL2)接近于驅動頻率f_d1(f_d2)的方式進行設計即可。

那么，接下來使用圖10而對針對同步檢波后的檢測信號實施濾波處理從而是否能夠去除差拍噪聲進行說明。如使用圖16而在下文中敘述的那樣，在第一物理量傳感器110的第一檢測電路115以及第二物理量傳感器120的第二檢測電路125中設置有同步檢波電路62，而且還在同步檢波電路62的后級中設置有濾波器部63(模擬濾波器、數字濾波器)。

圖10的g1為同步檢波前的頻譜。如圖10的g1所示，在同步檢波前的檢測信號中，存在有所需信號DS、DC偏移的無用信號NS1和機械振動泄漏的無用信號NS2。在圖10的g1～g3的曲線圖中，縱軸表示各個信號的振幅，橫軸表示頻率。

當對這種檢測信號實施同步檢波時，能夠得到圖10的g2所示的頻譜。即，在同步檢波后的檢測信號中，所需信號DS出現在DC的頻帶中，而且差拍噪聲BN也出現在DC的頻帶中。此時，將所需信號的上側頻率設為f_g，將差拍噪聲BN的頻率設為|f_d1-f_d2|，則|f_d1-f_d2|＜f_g的關系成立。另外，所需信號的上側頻率f_g為，第一物理量信息以及第二物理量信息的檢測頻帶的上側頻率。

另一方面，在作為同步檢波后的圖10的g2中，DC偏移的無用信號NS1和機械振動泄漏的無用信號NS2出現在與所需信號的上側頻率f_g相比靠高頻率側。

因此，如圖10的g3所示，能夠對這種同步檢波后的檢測信號實施由濾波器部63進行的濾波處理(低通濾波處理)，從而將DC偏移的無用信號NS1和機械振動泄漏的無用信號NS2去除。另外，在圖10的g3所示的曲線圖中，LPF表示低通濾波器的衰減特性，該衰減特性對應于曲線圖的右側所示的縱軸。曲線圖的右側所示的縱軸表示衰減率Att的倒數(1/Att)。

但是，由于差拍噪聲BN存在于包含DC帶的低頻帶中，因此通過濾波器部63的低通濾波器LPF無法去除該差拍噪聲BN。即，在|f_d1-f_d2|＜f_g的關系成立的情況下，無法通過設置在同步檢波電路62的后級中的濾波器部63來去除對應于|f_d1-f_d2|的頻率的差拍噪聲。

但是，在本實施方式中，如上述那樣，設置有第一去耦電路130至第三去耦電路150。而且，由于第一去耦電路130至第三去耦電路150減少了重疊于電源電壓中的各個驅動頻率成分，因此能夠抑制圖10的g2所示的這種同步檢波時的差拍噪聲的產生。即，能夠在產生差拍噪聲之前，對成為差拍噪聲的原因的驅動頻率成分流入另一方的物理量傳感器的情況進行抑制，從而能夠對同步檢波時的差拍噪聲的產生進行抑制。因此，即使在|f_d1-f_d2|＜f_g且通過同步檢波后的濾波處理無法去除差拍噪聲的情況下，也能夠實現取得正確的物理量信息的情況等。

2.去耦電路

接下來，在圖11的b1中，圖示了去耦電路的具體結構。如圖11的b1所示，第一去耦電路130具有第一電容器C1和電容值與第一電容器C1不同的第二電容器C2。

此時，第一電容器C1和第二電容器C2被設置在供給高電位側的電源的第一電源線PL1與低電位側的電源節點NL之間。更具體而言，第一電容器C1的一端與第一電源線PL1連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。而且，第二電容器C2的一端也與第一電源線PL1連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。

此外，第二去耦電路140也能夠以與圖11的b1相同的方式而構成。即，在這種情況下，如圖11的b1所示那樣，第二去耦電路140具有第三電容器C3和電容值與第三電容器C3不同的第四電容器C4。

此時，第三電容器C3和第四電容器C4被設置于供給高電位側的電源的第二電源線PL2與低電位側的電源節點NL之間。更具體而言，第三電容器C3的一端與第二電源線PL2連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。而且，第四電容器C4的一端也與第二電源線PL2連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。另外，第一去耦電路130以及第二去耦電路140所包含的電容器的數量并不限定為兩個，也可以包含三個以上的電容器。

而且，圖11的b1所示的這種去耦電路的阻抗|Z|具有圖11的b2所示的這種頻率特性。此外，在圖11的b3中圖示了第一電容器C1的阻抗|Z_C1|的頻率特性，在圖11的b4中圖示了第二電容器C2的阻抗|Z_C2|的頻率特性。在圖11的b2～b4的曲線圖中，縱軸表示阻抗，橫軸表示頻率。

在理想的電容器中，頻率越高，則阻抗越小。但是，實際上，會存在有由導線或電容器的電極圖案等所產生的殘留電感。因此，如圖11的b3(或b4)所示，在電容器的自共振頻率f_C1(f_C2)以上的頻帶HBW1(HBW2)中，頻率越變高則阻抗也越變大。因此，在實際的電容器中，在自共振頻率f_C1(f_C2)下阻抗最小Z_min1(Z_min2)，越是變為與自共振頻率f_C1(f_C2)之差越大的頻率，則阻抗也越變大。

此外，電容器的自共振頻率是靜電電容越變小，則越向高頻率側移動。在本例中，例如作為第一電容器C1而使用靜電電容為10μF的電容器，作為第二電容器C2而使用靜電電容為0.1μF的電容器。在這種情況下，如圖11的b3以及b4所示，與第一電容器C1的自共振頻率f_C1相比第二電容器C2的自共振頻率f_C2較高(f_C1＜f_C2)。

而且，在圖11的b1所示的去耦電路中，由于使用了這種靜電電容不同的兩個電容器(C1以及C2)，因此如圖11的b2所示那樣，阻抗|Z|成為了各個電容器的阻抗(|Z_C1|以及|Z_C2|)合成而得到的阻抗。

在圖11的示例中，例如將阻抗成為所給的閾值Z_th時的低頻率側的截止頻率設為f_CL1，將阻抗成為所給的閾值Z_th時的高頻率側的截止頻率設為f_CH1。而且，如圖11的b2所示，如果以第一驅動頻率f_d1落入到f_CL1至f_CH1的頻帶之中的方式來設計第一去耦電路130，則能夠將第一驅動頻率f_d1的成分旁通至接地。由此，能夠抑制驅動頻率成分流入至另一方的物理量傳感器以及電源線中的情況等。此外，通過使用靜電電容不同的兩個電容器，從而與僅使用一個電容器的電路相比，能夠擴寬從f_CL1到f_CH1的截止頻帶。即，能夠使b2的截止頻帶寬BWb1寬于b3所示的截止頻帶寬BW1以及b4所示的截止頻帶寬BW2。另外，使用圖11的b2～b4而說明了的內容，同樣也能夠說明第二去耦電路140。

接下來，在圖12的c1中，圖示了去耦電路的其他的具體結構。如圖12的c1所示那樣，第一去耦電路130具有第一電感器L1、第一電容器C1、電容值與第一電容器C1不同的第二電容器C2。

此時，第一電容器C1以及第二電容器C2被設置于向第一物理量傳感器110供給電源的第一電源供給節點NP1與低電位側的電源節點NL之間。而且，第一電感器L1被設置于第一電源線PL1與第一電源供給節點NP1之間。更具體而言，第一電容器C1的一端與第一電源供給節點NP1連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。同樣地，第二電容器C2的一端也與第一電源供給節點NP1連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。而且，第一電感器L1的一端與第一電源線PL1連接，另一端與第一電源供給節點NP1連接。

此外，第二去耦電路140b也能夠以與圖12的c1相同的方式而構成。即，在這種情況下，如圖12的c1所示，第二去耦電路140具有第二電感器L2、第三電容器C3、電容值與第三電容器C3不同的第四電容器C4。

此時，第三電容器C3以及第四電容器C4被設置于向第二物理量傳感器120供給電源的第二電源供給節點NP2與低電位側的電源節點NL之間。而且，第二電感器L2被設置于第二電源線PL2與第二電源供給節點NP2之間。更具體而言，第三電容器C3的一端與第二電源供給節點NP2連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。同樣地，第四電容器C4的一端也與第二電源供給節點NP2連接，另一端與低電位側的電源節點NL連接。而且，第二電感器L2的一端與第二電源線PL2連接，另一端與第二電源供給節點NP2連接。

圖12的c1所示的這種去耦電路的阻抗具有圖12的c2所示的這種頻率特性。在圖12的c2的曲線圖中，縱軸表示阻抗|Z|，橫軸表示頻率。當像本示例這樣對圖11的b1所示的第一去耦電路130追加第一電感器L1時，如圖12的c2所示，將能夠增大阻抗|Z|的衰減率(曲線圖的傾斜度)。由此，能夠使阻抗|Z|小于所給的閾值Z_th的、從f_CL1到f_CH1的截止頻帶寬BWc1寬于圖11的b2所示的截止頻帶寬BWb1。其結果為，如圖12的c2所示，將低頻率側的截止頻率f_CL1設計為接近于第一驅動頻率f_d1，從而能夠使第一驅動頻率f_d1的諧波(3f_d1、5f_d1等)也旁通至接地。即，與圖11的b1的去耦電路相比，由于能夠擴寬截止頻帶寬，因此能夠增大對驅動頻率成分以及驅動頻率的諧波成分向另一方的物理量傳感器以及電源線流入進行抑制的效果等。另外，使用圖12的c2而說明了的內容，同樣也能夠說明第二去耦電路140。

而且，在圖13的d1中，圖示了去耦電路的其他的具體結構。如圖13的c1所示那樣，第一去耦電路130具有第一電感器L1、第二電感器L2、第一電容器C1、電容值與第一電容器C1不同的第二電容器C2。

此時，第一電容器C1以及第二電容器C2被設置于第一節點N1與低電位側的電源節點NL之間。而且，第一電感器L1被設置于第一電源線PL1與第一節點N1之間，第二電感器L2被設置于第一節點N1與向第一物理量傳感器110供給電源的第一電源供給節點NP1之間。另外，如圖13的d1所示，第一節點N1為第一電感器L1與第二電感器L2之間的節點。

此外，第二去耦電路140也能夠以與圖13的d1相同的方式而構成。即，在這種情況下，如圖13的d1所示那樣，第二去耦電路140具有第三電感器L3、第四電感器L4、第三電容器C3、電容值與第三電容器C3不同的第四電容器C4。

此時，第三電容器C3以及第四電容器C4被設置于第二節點N2與低電位側的電源節點NL之間。而且，第三電感器L3被設置于第二電源線PL2與第二節點N2之間，第四電感器L4被設置于第二節點N2與向第二物理量傳感器120供給電源的第二電源供給節點NP2之間。另外，如圖13的d1所示，第二節點N2為第三電感器L3與第四電感器L4之間的節點。

圖13的d1所示的這種去耦電路的阻抗具有圖13的d2所示的這種頻率特性。在圖13的d2的曲線圖中，縱軸表示阻抗|Z|，橫軸表示頻率。當像本示例這樣對圖12的c1所示的第一去耦電路130進一步追加了第二電感器L2時，如圖13的d2所示，能夠增大阻抗|Z|的衰減率(曲線圖的傾斜度)。由此，能夠使阻抗|Z|小于所給的閾值Z_th的、從f_CL1到f_CH1的截止頻帶寬BWd1進一步寬于圖12的b2所示的截止頻帶寬BWc1。其結果為，如圖13的d2所示，將低頻率側的截止頻率f_CL1設計為接近于第一驅動頻率f_d1，從而能夠使第一驅動頻率f_d1的諧波(3f_d1、5f_d1、7f_d1等)也旁通至接地。即，與圖12的c1的去耦電路相比，由于能夠進一步擴寬截止頻帶寬，因此能夠增大對驅動頻率成分以及驅動頻率的諧波成分向另一方的物理量傳感器以及電源線流入進行抑制的效果等。另外，使用圖13的d2而說明了的內容，同樣也能夠說明第二去耦電路140。

此外，對于圖1所示的第三去耦電路150而言，也能夠應用圖11至圖13所示的結構。另外，本實施方式中的去耦電路的結構并不限于圖11至圖13所示的結構。例如，也能夠實施在圖11至圖13所示的電路元件之間連接有其他的元件等的改變。

在圖14的曲線圖中，圖示了使用上文這種去耦電路時的傳感器輸出信號的輸出變動量的峰值間差分量ΔV_p―p。在圖14的曲線圖中，縱軸表示傳感器輸出信號的輸出變動量ΔVout的峰值間差分量ΔV_p―p[V]，橫軸表示驅動頻率差Δfd[Hz]。此外，黑圓點為未使用去耦電路的情況的數據，白圓圈為使用了去耦電路的情況的數據。

如圖14所示，通過使用圖11的b1、圖12的c1、圖13的d1等去耦電路，從而能夠使傳感器輸出信號的輸出變動的峰值間差分量ΔV_p―p不依賴于驅動頻率差Δfd而減小。尤其是，在驅動頻率差Δfd為10Hz以下的頻帶中，在未使用去耦電路的情況下，傳感器輸出信號的輸出變動的峰值間差分量ΔV_p―p較大。相對于此，在使用了去耦電路的情況下，即使是驅動頻率差Δfd為10Hz以下的頻帶，也能夠與驅動頻率差Δfd為10Hz以上的頻帶相同，也能夠使輸出變動的峰值間差分量ΔV_p―p減小至接近零。在這種情況下，能夠得到像上述的圖6的a1所示的這種傳感器輸出信號。

另外，雖然在以上的實施例中示出了在同一電源電壓以及同一基板上配置了兩個物理量傳感器的情況下的去耦電路，但即使在配置了三個物理量傳感器的情況下也能夠同樣地實施，以便用于對三個軸方向的物理量進行檢測。此外，即使在將角速度傳感器和加速度傳感器分別設置在三個軸方向上從而配置了合計六個物理量傳感器的情況下，也能夠同樣地實施。

3.陀螺儀傳感器

接下來，在圖15中圖示了本實施方式的物理量檢測系統100所具有的陀螺儀傳感器510(廣義而言為，物理量傳感器或物理量檢測裝置)的詳細結構例。圖15的陀螺儀傳感器510能夠被應用于使用圖2而前文敘述的第一物理量傳感器110以及第二物理量傳感器120中。

陀螺儀傳感器510包括振動片10和電路裝置20。振動片10(廣義而言為，物理量轉換器、角速度傳感器元件)為，由水晶等壓電材料的薄板所形成的壓電型振動片。具體而言，振動片10為，由Z切割的水晶基板而形成的雙T字型的振動片。此外，雖然在下文中是以物理量轉換器(角速度傳感器元件)為壓電型的振動片(振動陀螺儀)、傳感器為陀螺儀傳感器的情況為示例來進行說明的，但本發明并不限定于此。例如本發明也能夠被應用于由硅基板等形成的靜電電容檢測方式的振動陀螺儀、或者對與角速度信息等效的物理量或角速度信息以外的物理量進行檢測的物理量轉換器等中。

而且，電路裝置20包括驅動電路30、檢測電路60、控制部310、寄存器部320。另外，能夠實施省略這些結構要素的一部分、或追加其他的結構要素等的各種改變。

驅動電路30輸出驅動信號DQ而對振動片10進行驅動。例如，通過從振動片10接收反饋信號DI并輸出與之相對應的驅動信號DQ，從而使振動片10激振。而且，檢測電路60從通過驅動信號DQ而被驅動的振動片10接收檢測信號IQ1、IQ2(檢測電流、電荷)，并根據檢測信號IQ1、IQ2而對與被施加于振動片10上的物理量相應的所需信號(科里奧利力信號)進行檢測(提取)。

振動片10具有基部1、連結臂2、3、驅動臂4、5、6、7、檢測臂8、9。如圖15所示那樣，檢測臂8、9相對于矩形形狀的基部1而向+Y軸方向、-Y軸方向延伸。此外，連結臂2、3相對于基部1而向-X軸方向、+X軸方向延伸。并且，驅動臂4、5相對于連結臂2而向+Y軸方向、-Y軸方向延伸，驅動臂6、7相對于連結臂3而向+Y軸方向、-Y軸方向延伸。另外，圖15所示的X軸、Y軸、Z軸表示振動方向的軸。

來自驅動電路30的驅動信號DQ被輸入到設置于驅動臂4、5的上表面的驅動電極和設置于驅動臂6、7的側面的驅動電極中。此外，來自設置于驅動臂4、5的側面的驅動電極和設置于驅動臂6、7的上表面的驅動電極的信號，作為反饋信號DI而被輸入到驅動電路30中。此外，來自設置于檢測臂8、9的上表面的檢測電極的信號，作為檢測信號IQ1、IQ2而被輸入到檢測電路60中。另外，設置于檢測臂8、9的側面的共同電極例如被接地。

當通過驅動電路30而施加有交流的驅動信號DQ時，驅動臂4、5、6、7通過反壓電效果而實施箭頭標記A所示這樣的彎曲振動(激勵振動)。即，實施驅動臂4、6的頂端反復進行互相接近與遠離且驅動臂5、7的頂端也反復進行互相接近與遠離的彎曲振動。此時，由于驅動臂4、5和驅動臂6、7實施相對于穿過基部1的重心位置的Y軸而呈線對稱的振動，因此基部1、連結臂2、3、檢測臂8、9幾乎不振動。

在該狀態下，當對振動片10施加有以Z軸為旋轉軸的角速度時(當振動片10圍繞Z軸進行旋轉時)，因科里奧利力而使驅動臂4、5、6、7像箭頭標記B所示那樣進行振動。即，通過使與箭頭標記A的方向和Z軸的方向正交的箭頭標記B的方向的科里奧利力作用于驅動臂4、5、6、7上，從而產生箭頭標記B的方向上的振動成分。該箭頭標記B的振動經由連結臂2、3而傳到基部1上，從而使檢測臂8、9在箭頭標記C的方向上實施彎曲振動。通過由該檢測臂8、9的彎曲振動形成的壓電效果所產生的電荷信號，作為檢測信號IQ1、IQ2而被輸入到檢測電路60中。在此，驅動臂4、5、6、7的箭頭標記B的振動為相對于基部1的重心位置的圓周方向上的振動，檢測臂8、9的振動為在圓周方向上與箭頭標記B為相反方向的箭頭標記C的方向上的振動。因此，檢測信號IQ1、IQ2成為相對于驅動信號DQ而相位偏移90度的信號。

例如，如果將圍繞Z軸的振動片10(陀螺儀傳感器)的角速度設為ω、將質量設為m、將振動速度設為v，則科里奧利力被表現為Fc＝2m·v·ω。因此，檢測電路60通過對作為與科里奧利力相對應的信號即所需信號進行檢測，從而能夠求出角速度ω。

此外，控制部310實施電路裝置20的控制處理。該控制部310能夠通過邏輯電路(門陣列等)或處理器等來實現。電路裝置20中的各種開關控制或模式設定等通過該控制部310而被實施。另外，雖然在圖15中圖示了振動片10為雙T字型的情況下的示例，但本實施方式的振動片10并不限定于這種結構。例如，也可以為音叉型、H型等。此外，振動片10的壓電材料也可以為水晶以外的陶瓷或硅等材料。

4.電路裝置的詳細結構

接下來，在圖16中圖示了電路裝置20的驅動電路30以及檢測電路60的詳細結構例。

驅動電路30包括被輸入有來自振動片10的反饋信號DI的放大電路31、實施自動增益控制的增益控制電路32和向振動片10輸出驅動信號DQ的驅動信號輸出電路33。此外，還包括向檢測電路60輸出同步信號SYC的同步信號輸出電路34。

放大電路31(I/V轉換電路)對來自振動片10的反饋信號DI進行放大。例如將來自振動片10的電流的信號DI轉換為電壓的信號DV并輸出。該放大電路31能夠通過運算放大器、反饋電阻元件、反饋電容器等來實現。

驅動信號輸出電路33根據放大電路31的放大后的信號DV，而輸出驅動信號DQ。例如，在驅動信號輸出電路33輸出矩形波(或正弦波)的驅動信號的情況下，驅動信號輸出電路33能夠通過比較器等來實現。

增益控制電路32(AGC)向驅動信號輸出電路33輸出控制電壓SS，從而對驅動信號DQ的振幅進行控制。具體而言，增益控制電路32對信號DV進行監視，并對振蕩環路的增益進行控制。例如，在驅動電路30中，為了將陀螺儀傳感器的靈敏度保持為固定，而需要將向振動片10(驅動用振動片)供給的驅動電壓的振幅保持為固定。因此，在驅動振動系統的振蕩環路內設置有用于對增益進行自動調節的增益控制電路32。增益控制電路32以可變的方式對增益進行自動調節，以使來自振動片10的反饋信號DI的振幅(振動片的振動速度v)固定。該增益控制電路32能夠通過對放大電路31的輸出信號DV進行全波整流的全波整流器或實施全波整流器的輸出信號的積分處理的積分器等來實現。

此外，同步信號輸出電路34接收放大電路31的放大后的信號DV，并將同步信號SYC(參照信號)向檢測電路60輸出。該同步信號輸出電路34能夠通過實施正弦波(交流)的信號DV的二值化處理而生成矩形波的同步信號SYC的比較器、或實施同步信號SYC的相位調節的相位調節電路(移相器)等來實現。

此外，雖然在圖16中未圖示，但在電路裝置20中也能夠設置有時鐘信號生成電路，所述時鐘信號生成電路生成成為A/D轉換電路64、DSP部65、控制部310等的主時鐘的時鐘信號MCK。雖然該時鐘信號生成電路例如可利用CR振蕩電路等來生成時鐘信號MCK，但本實施方式并不限定于此。

接下來，檢測電路60包括放大電路61、同步檢波電路62、濾波器部63、A/D轉換電路64、DSP部65。

放大電路61接收來自振動片10的第一、第二檢測信號IQ1、IQ2，并實施電荷-電壓轉換、差動的信號放大或增益調節等。同步檢波電路62根據來自驅動電路30的同步信號SYC而實施同步檢波。濾波器部63(低通濾波器)作為A/D轉換電路64的前置濾波器而發揮功能。此外，濾波器部63也作為對未被同步檢波除盡的無用信號進行衰減的電路而發揮功能。A/D轉換電路64實施同步檢波后的信號的A/D轉換。DSP部65對來自A/D轉換電路64的數字信號實施數字濾波處理或數字補正處理等數字信號處理。作為數字補正處理，例如存在有零點補正處理或靈敏度補正處理等。例如，作為來自振動片10的電荷信號(電流信號)的檢測信號IQ1、IQ2相對于作為電壓信號的驅動信號DQ而言相位滯后90度。而且，在放大電路61的Q/V轉換電路等中相位滯后90度。因此，放大電路61的輸出信號相對于驅動信號DQ而言相位滯后180度。因此，例如通過使用與驅動信號DQ(DV)同相的同步信號SYC來進行同步檢波，從而能夠去除相對于驅動信號DQ而言相位滯后90度的無用信號等。

另外，驅動電路30以及檢測電路60的結構并不限定于圖16，能夠實施省略這些結構要素的一部分、或追加其他的結構要素等各種改變。

5.電子設備以及移動體

接下來，在圖17中圖示了包括本實施方式的物理量檢測系統100的電子設備500或移動體的詳細結構例。

電子設備500包括物理量檢測系統100和處理部520。此外，電子設備500能夠包括存儲器530、操作部540、顯示部550。通過CPU、MPU等而實現的處理部520(外部的處理裝置)，實施物理量檢測系統100等的控制或電子設備500的整體控制。此外，處理部520根據由物理量檢測系統100檢測出的角速度信息(廣義而言為物理量)來實施處理。例如，處理部520根據所取得的角速度信息，而實施用于手抖補正、姿態控制、或者GPS自主導航等的處理。此外，存儲器530(ROM、RAM等)對控制程序或各種數據進行存儲、或者作為工作區域或數據存儲區域而發揮功能。操作部540為用于用戶對電子設備500進行操作的部件，顯示部550向用戶顯示各種信息。

另外，電子設備500、移動體并不限定于圖17的結構，也能夠實施省略其結構要素的一部分或追加其他的結構要素等的各種改變。此外，作為本實施方式的電子設備500，而能夠假想到數字照相機、攝像機、智能電話、便攜式電話機、汽車導航裝置系統、機器人、生物體信息檢測裝置、游戲機、時鐘、健康器具、或者便攜型信息終端等各種設備。

接下來，在圖18的e1中圖示了包含本實施方式的物理量檢測系統100的移動體的示例。本實施方式的物理量檢測系統100，例如能夠被組裝在車輛、飛行器、摩托車、自行車、或者船舶等各種移動體上。移動體為，例如具備發動機或電機等驅動機構、方向盤或舵等轉向機構、各種電子設備并且在地面、天空、海上移動的設備和裝置。在圖18的e1中概要地圖示了作為移動體的具體例的汽車206。在汽車206中組裝有具有陀螺儀傳感器510(傳感器)的物理量檢測系統100。陀螺儀傳感器510能夠對車身207的姿態進行檢測。陀螺儀傳感器510的檢測信號被供給至車身姿態控制裝置208。車身姿態控制裝置208例如能夠根據車身207的姿態而對懸架的軟硬進行控制或對各個車輪209的制動器進行控制。此外，這種姿態控制也能夠被利用在雙足行走機器人或航空器、直升機等的各種移動體中。在實現姿態控制時能夠組裝有物理量檢測系統100。

如圖18的e2或e3所示，本實施方式的物理量檢測系統100能夠應用于數字照相機或生物體信息檢測裝置(可佩戴健康設備。例如脈搏儀、計步器、活動量儀等)等的各種電子設備。例如，在數字照相機中能夠實施使用了陀螺儀傳感器或加速度傳感器的手抖補正等。此外，在生物體信息檢測裝置中，能夠使用陀螺儀傳感器或加速度傳感器而對用戶的身體運動進行檢測或對運動狀態進行檢測。

此外，如圖18的e4所示，本實施方式的物理量檢測系統100也能夠應用于機器人的可動部(手臂、關節)或主體部中。機器人能夠假想為移動體(行駛或歩行機器人)、電子設備(非行駛或非步行機器人)中的任意一種。在行駛或步行機器人的情況下，例如能夠在自主行駛中利用本實施方式的物理量檢測系統100。

另外，雖然如上文所述對本實施方式進行了詳細說明，但本領域技術人員能夠容易地理解到可以實施實質上不脫離本發明的新事項以及效果的多種改變。因此，這種改變例全部被包含在本發明的范圍內。例如，在說明書或附圖中，至少一次與更廣義或同義的不同的用語一起記載的用語，在說明書或附圖的任意位置處均能夠被替換為該不同的用語。此外，物理量檢測系統、電子設備以及移動體的結構、振動片的結構等也不限定于在本實施方式中所說明的結構，而能夠實施各種改變。

符號說明

1…基部；2…連結臂；3…連結臂；4…驅動臂；5…驅動臂；6…驅動臂；7…驅動臂；8…檢測臂；9…檢測臂；10…物理量轉換器(振動片)；20…電路裝置；30…驅動電路；31…放大電路(I/V轉換電路)；32…增益控制電路；33…驅動信號輸出電路；34…同步信號輸出電路；60…檢測電路；61…放大電路；62…同步檢波電路；63…濾波器部；64…A/D轉換電路；65…DSP部；100…物理量檢測系統；110…第一物理量傳感器；111…第一物理量轉換器；113…第一驅動電路；115…第一檢測電路；120…第二物理量傳感器；121…第二物理量轉換器；123…第二驅動電路；125…第二檢測電路；130…第一去耦電路；140…第二去耦電路；150…第三去耦電路；206…汽車；207…車身；208…車身姿態控制裝置；209…車輪；310…控制部；320…寄存器部；500…電子設備；510…陀螺儀傳感器；520…處理部；530…存儲器；540…操作部；550…顯示部。