處理用于大氣監測的無線電導航信號的方法和設備與流程

本發明涉及使用陸基全球導航衛星系統接收器進行大氣測量，并且具體涉及與電離層和電離層活動相關的統計資料的測量。

背景技術：

空基無線電信號廣泛地用于大氣監測。由于這些信號從其空基發射器傳播至地球，大氣會誘發相位偏移、群延遲以及振幅變化。以合適的方式處理這些信號的接收器可以提取這些相位、延遲以及振幅變化的估計值，并且可以進而推斷出關于大氣的一些信息。由于全球導航衛星系統(GNSS)信號的充足性、全球覆蓋以及其以不止一個頻率發射的事實，其被廣泛地用于該目的。電離層和對流層都是使用這些信號被監測的，因為它們二者都會對在L波段發射的信號誘發傳播速度和方向的改變。

為測量這些影響，采用GNSS接收器。這些接收器跟蹤這些信號的載波頻率、相位以及調制測距碼，并產生信號功率、載波相位以及測距碼延遲的測量值。然后這些值(下文稱為原始信號測量值)被用于計算與穿過大氣的信號傳播相關的多種性質(下文稱為大氣測量值)。通常，為了產生這些原始信號測量值，接收器對感興趣的參數執行閉環跟蹤，并且典型的系統包括對測距碼使用延遲鎖定環路(DLL)并對載波使用相位鎖定環路(PLL)。盡管有許多其他系統可用，但通常，接收器依靠某種遞歸反饋/前饋機制來產生原始信號測量值。

大氣測量值的計算取決于原始信號測量值的可用性和質量二者。因此，當接收器跟蹤算法在準確地跟蹤信號參數方面經歷困難時，會降低結果形成的大氣測量值的質量。跟蹤算法的具體實施也對結果形成的大氣測量值有影響；例如，跟蹤算法中的濾波效應或瞬時誤差可以在大氣測量值中產生偽跡。

大氣異常(例如，電離層閃爍(scintillation))可以對接收器跟蹤算法造成困難，并且當使用接收器測量這種異常時，在跟蹤算法失敗的情況下，由于原始信號測量值的質量下降或由于其不可用，大氣測量值的質量可能顯著地下降。用于提高接收器跟蹤穩健性和測量可用性(諸如延長積分時間和減少跟蹤帶寬)的許多技術也會促使原始信號測量值的下降，并最終在大氣測量值中造成偽跡。

某些大氣測量值(包括例如被稱為(sigma-phi)的電離層測量值)的生成需要對原始信號測量值進行濾波。通常被稱為退勢的濾波級具有顯著較長的收斂時間。當原始信號測量值出現間歇性不可用時，結果形成的大氣測量值的不可用性會更長。

現代方法的弱點是估計階段。原始信號參數在用于計算大氣測量值之前由接收器估計或跟蹤。當非理想條件占主導時，該跟蹤階段是有問題的。將聯系圖1和圖2(現有技術)討論常規系統在處理一些理論因素時的缺點。

典型地，在陸基接收器的天線處接收的GNSS信號被建模為：

其中，S_sig是在觀察中的衛星信號組，sⁱ(t)表示從可見衛星接收的i^th信號并且n(t)表示加性熱噪聲。在等式(1)中的各種參數代表以下信號性質：P_i是總接收信號功率，單位瓦特；ω_i是標稱射頻(RF)載波頻率，單位拉德/秒(rad/s)；d_i(t)代表雙跖數據信號或副碼；c_i(t)是信號傳播序列和子載波；θ_i(t)是總計接收的相位處理，包括傳播延遲、衛星對用戶動態、大氣效應以及衛星時鐘效應；處理τ_i(t)代表在接收器處觀察到的總延遲，包括傳播延遲、衛星時鐘效應以及大氣延遲。

具體地，等式(1)中的載波相位項θ_i(t)代表多個不同的相位處理。在數學上，其可以表示為線性組合：

θ_i(t)＝θ₀+θ_Los(t)+θ_{SV Clk}.(t)+θ_Atm.(t)， (2)

其中，θ₀代表某個任意初始相位，θ_LOS(t)代表由衛星和接收器之間的視線幾何/動態誘發的相位處理，θ_{SV Clk}.(t)代表由衛星時鐘中的誤差誘發的相位處理，而θ_Atm.(t)代表由信號傳播穿過的大氣誘發的相位處理。

圖1(現有技術)是常規接收器的數字匹配濾波器102-1的框圖，示出了如何使用載波相位和測距碼延遲的本地估計值生成相關器值Y_i[n]。

通常，GNSS接收器會將接收到的RF信號降頻轉換至零或非零中頻(IF)，并且隨后對該信號進行取樣。然后用實施以下運算的數字匹配濾波器(DMF)102-1處理這些信號樣本(r)：

其中，如等式(1)限定的，變量和是變量τ_i和θ_i的接收器估計值，并且Y_i[n]項被稱為相關器值。

等式(3)描述的運算在接收器的跟蹤算法中實施，作為載波相位和測距碼相位跟蹤環路的一部分。

圖2(現有技術)是典型閉環跟蹤架構的框圖，示出了用于載波跟蹤環路104和測距碼跟蹤106二者的環路。本領域技術人員可以理解的是，DMF庫102包含了多個實例102-1、102-2、102-3(即，每個信道一個；這里僅示出了三個)。

典型的實施按照圖2中所示的框圖，其中，通過載波跟蹤框104和測距碼跟蹤框106處理相關器值Y_i[n]，以產生信號參數和的估計值，轉而可以使用這些估計值生成隨后一組的相關器值Y_i[n]。

在標為‘大氣監測算法’108的框中實施用于估計GNSS信號傳播穿過的大氣的性質和屬性的具體算法。這些算法對以下量進行運算：由DMF 102生成的Y_i[n]以及由跟蹤算法估計的和監測算法的性能直接受原始信號測量值的質量影響，所以載波和測距碼跟蹤算法二者的正確運算對于大氣監測接收器至關重要。問題在于，在高大氣活動條件下，傳播信道中的變化可能使得這些跟蹤算法執行較差或失敗。

YORK J等人：“Development of a Prototype Texas Ionospheric Ground Receiver(TIGR)”，ITM 2012-PROCEEDINGS OF THE 2012 INTERNATIONAL TECHNICAL MEETING OF THE INSTITUTE OF NAVIGATION，THE INSTITUTE OF NAVIGATION，8551 RIXLEW LANE SUITE 360 MANASSAS，VA 20109，USA，2012年2月1日(2012-02-01)，1526-1556頁，XP056000936，公開了設計成根據衛星信號進行電離層測量的軟件接收器。RF數據通過2千兆樣本/秒的模數轉換器(ADC)被直接取樣并傳遞至現場可編程門陣列(FPGA)，其中，RF數據被數字濾波并且下取樣為三個可調諧帶，每個帶均具有20MHz的帶寬。減少的數字數據流被傳遞至第二FPGA，其中，各個信道被濾波為多個窄的信號帶，以衛星信號的頻率為中心，由于被調節用以補償預計的多普勒頻移。通過使用在通用中央處理器(CPU)上運行的機載軟件完成該數據中信號的相位和振幅估計。

LULICH T D等人：“Open Loop Tracking of Radio Occultation Signals from an Airborne Platform”，GNSS 2010-PROCEEDINGS OF THE 23RD INTERNATIONAL TECHNICAL MEETING OF THE SATELLITE DIVISION OF THE INSTITUTE OF NAVIGATION(ION GNSS 2010)，THE INSTITUTE OF NAVIGATION，8551 RIXLEW LANE SUITE 360 MANASSAS，VA 20109，USA，2010年9月24日(2010-09-24)，1049-1060頁，XP056000217，公開了一種基于無線電掩星(RO)的遙感技術，該遙感技術利用采用多普勒頻率的基于模型的估計值和GPS數據位的記錄的開環(OL)跟蹤方法，使用來自全球定位系統(GPS)的信號來確定電離層中的電子密度。

G.BEYERLE等人：“Observations and simulations of receiver-induced refractivity biases in GPS radio occultation”，JOURNAL OF GEOPHYSICAL RESEARCH，vol.111，no.D12，2006年1月1日(2006-01-01)，XP055158431，ISSN：0148-0227，DOI：10.1029/2005J D006673公開了對GPS無線電掩星中接收器誘發的折射率偏差的觀察和模擬。

NIU F等人：“GPS Carrier Phase Detrending Methods and Performances for Ionosphere Scintillation Studies”，ITM 2012-PROCEEDINGS OF THE 2012 INTERNATIONAL TECHNICAL MEETING OF THE INSTITUTE OF NAVIGATION，THE INSTITUTE OF NAVIGATION，8551 RIXLEW LANE SUITE 360 MANASSAS，VA 20109，USA，2012年2月1日(2012-02-01)，1462-1467頁，XP056000934，公開了用于電離層閃爍研究的GPS載波相位退勢方法和性能。所述退勢利用六階巴特沃斯(Butterworth)濾波器。

本發明還力求產生從以完全開環方式生成的無線電導航(例如，GNSS)信號的原始信號測量值獲得的大氣測量值。

本發明力求即使在原始信號測量值質量較差和/或大氣活動較高的情況下也生成大氣測量值。

技術實現要素：

根據本發明的一方面，提供了一種測量系統，所述測量系統用于根據來自無線電導航系統的衛星裝載發射器的至少一個無線電導航信號生成大氣測量值，該測量系統包括：布置成開環構造的數據采集模塊、解調器模塊和大氣監測算法模塊，其中，數據采集模塊包括參考時鐘，數據采集模塊適于接收所述無線電導航信號并且由此生成多個IF樣本(r)，每個樣本均具有從所述參考時鐘獲得的關聯時間標記(TOW)；其中，解調器模塊適于接收所述IF樣本(r)和與所述衛星系統相關的關聯時間標記(TOW)和輔助數據，并且適于由此生成相關器值(Y_i)；并且其中，大氣監測算法模塊適于接收所述相關器值(Y_i)并且適于由此生成所述大氣測量值。

數據采集模塊可以適于將每個IF樣本(r)作為標記的IF樣本(r)輸出，每個標記的IF樣本(r)包括標記有相應的時間標記(TOW)的IF樣本(r)。

解調器模塊可以適于接收所述標記的IF樣本(r)，其中，由解調器模塊(32)生成的每個相關器值(Y_i)與相應的時間標記(TOW)關聯。

數據采集模塊可以包括用于生成IF樣本(r)的模數轉換器(ADC)，ADC與參考時鐘(418)耦接并根據參考時鐘的定時生成IF樣本(r)。

數據采集模塊可以包括時間標記模塊，該時間標記模塊適于將所述時間標記(TOW)和相應IF樣本(r)同步輸出。

數據采集模塊可以包括與參考時鐘耦接的時間標記模塊，時間標記模塊適于作為代表本地時間的本地計數器運行，本地計數器的計數隨著生成每個IF樣本(r)而增加。

數據采集模塊可以包括適于根據無線電導航信號生成模擬IF信號的降頻轉換器，降頻轉換器根據從參考時鐘的輸出獲得的轉換信號運行。

數據采集模塊可以包括被耦接以接收參考時鐘的輸出的PLL，其中，PLL驅動向降頻轉換器提供轉換信號的VCO。

參考時鐘可以具有的與無線電導航信號的時間幀的對準程度小于無線電導航信號的測距碼芯片的周期的十分之一。

參考時鐘可以具有的與無線電導航信號的時間幀具有的對準程度使得其可以用于以約1納秒的準確度傳播用于生成時間標記的估計值時間。

參考時鐘可以適于從初始同步點在時間上向前傳播，該初始同步點對應于初始時間標記。

在一個實施方案中，參考時鐘包括完美建模的時鐘，其中，所述時間標記是從使用預定樣本周期自過去的信號同步點傳播的時間信號而獲得的。

在另一實施方案中，參考時鐘包括訓練振蕩器，該訓練振蕩器包括內部振蕩器并且適于根據外部頻率標準接收訓練時鐘信號。該系統能夠運行在初始化階段和數據采集相位中，其中，參考時鐘是能夠運行的，使得通過訓練振蕩器的訓練在初始化階段期間有效并且在數據采集相位期間停用。外部頻率標準可以由GNSS信號和GPS訓練振蕩器(GPSDO)信號之一提供。

在另一實施方案中，參考時鐘包括自由運轉時鐘，根據所述自由運轉時鐘使用時鐘估計算法執行對所述參考時鐘的未知參數的現場建模。參考時鐘能夠操作用來測量估計的時鐘參數，并且根據估計的時鐘參數從初始同步點準確地傳播時間標記。可以根據來自第一組衛星裝載發射器的無線電導航信號測量估計的時鐘參數，并且其中，由所述數據采集模塊接收的無線電導航信號來自第二組衛星裝載發射器中的一個或多個衛星裝載發射器，第一組和第二組衛星裝載發射器沒有共同的衛星裝載發射器。

輔助數據可以包括接收器相關參數(Rec.)，接收器相關參數代表接收器天線在地心地固體系中的分段連續軌跡。

輔助數據可以包括衛星的軌道參數(S.V.)，根據該軌道參數安裝發射器。軌道參數(S.V.)可以包括廣播星歷表。廣播星歷表可以包括GNSS星歷表或精確星歷表。

輔助數據可以包括星歷表信息(ATM)。

解調器模塊可以包括用戶接收器模型，該用戶接收器模型用于接收時間標記(TOW)和接收器相關參數(Rec.)，并且用于輸出接收器相關時間延遲(δt_RX)。

解調器模塊可以包括飛行器模型(506)，飛行器模型適于接收時間標記(TOW)和軌道參數(S.V.)，并且適于生成飛行器相關時間延遲(δt_SV)。

解調器模塊可以包括大氣模型，大氣模型適于接收時間標記(TOW)、接收器相關時間延遲(δt_RX)、飛行器相關時間延遲(δt_SV)以及星歷表信息(Atm.)，并且適于輸出大氣相關時間差(δt_A)。

解調器模塊適于生成包括接收器相關時間差(δt_RX)和飛行器相關時間差(δt_SV)的總和的第一總和，并且適于生成包括第一總和與大氣相關時間差(δt_A)的總和的第二總和，以生成信號相關時間延遲(t_SIG)。

解調器模塊還可以包括代碼和載波MCO，適于接收信號延遲(t_SIG)并且適于生成用于輸入至DMF的估計值

大氣監測算法模塊可以包括相位處理重建算法，相位處理重建算法包括：

根據先前的相位估計值解旋轉當前相關器值(Y_i)；

使用鑒別器估計殘余相位(Φ)；以及

將當前相位(θ)計算為先前相位和當前殘余相位(Φ)的總和。

大氣監測算法模塊可以包括相位差處理算法，相位差處理算法能夠操作以使用下式來重建相位差：

在一實施方案中，其中，可以使用下式表示的濾波器根據Δ[n]值計算

以生成φ的值。

在一實施方案中，使用下式根據得到

根據本發明的另一方面，提供了一種測量方法，該測量方法用于根據來自無線電導航系統的衛星裝載發射器的至少一個無線電導航信號生成大氣測量值，該方法包括：提供布置成開環構造的數據采集模塊、解調器模塊以及大氣監測算法模塊，其中，數據采集模塊包括參考時鐘；使用數據采集模塊接收所述無線電導航信號并且由此生成多個IF樣本(r)，每個樣本均具有從所述參考時鐘獲得的關聯時間標記(TOW)；使用解調器模塊接收所述IF樣本(r)和與所述衛星系統相關的關聯時間標記(TOW)和輔助數據，并由此生成相關器值(Y_i)；以及使用大氣監測算法模塊接收所述相關器值(Y_i)并由此生成所述大氣測量值。

根據本發明的另一方面，提供了一種可記錄、可重寫或可儲存的介質，該介質上記錄或儲存有限定或能轉化成如下指令的數據，該指令由處理電路執行并至少對應于所附權利要求中權利要求32的步驟。

根據本發明的另一方面，提供了一種服務器計算機，該服務器計算機包含通信裝置和存儲裝置并且適于根據請求或以其他方式傳輸限定或能轉化成如下指令的數據，該指令由處理電路執行并至少對應于所附權利要求中權利要求32的步驟。

一個優點在于，通過適當地使用一些與接收器時間和位置相關的協助信息并修改計算大氣測量值的方法，可以完全規避跟蹤階段，因此產生較穩健的監測系統。

另一優點在于，通過在開環模式下運行并且通過規避連續全相位估計的需要，本發明的實施方案提供了對弱信號環境的適應力、在非常劇烈的電離層活動下穩健的跟蹤以及比傳統接收器架構更高可用性的測量值。

附圖說明

現在將參照附圖通過示例的方式描述本發明的實施方案，在附圖中：

圖1(現有技術)是一個常規接收器的數字匹配濾波器102-1的框圖，示出了如何使用載波相位和測距碼延遲的本地估計值生成相關器值Y_i[n]；

圖2(現有技術)是一個典型閉環跟蹤架構的框圖，示出了用于載波跟蹤環路104和測距碼跟蹤106二者的環路；

圖3是根據本發明一實施方案的測量系統的系統架構的框圖；

圖4是圖3的數據采集模塊31的框圖；

圖5是圖3的開環解調模塊32的框圖；

圖6是考慮到一系列相關器值Y_i在圖3的大氣監測算法(AMA)模塊33中進行的計算S₄的值的過程的框圖；

圖7是在考慮到一系列相位估計值在圖3的AMA模塊33中進行的計算的值的過程的框圖；

圖8是在圖3的AMA模塊33中進行的根據相關器值Y_i進行相位重建的過程的框圖，所述相位重建計算當前相位；

圖9是考慮到一系列相位差估計值在圖3的AMA模塊33中進行的計算的值的過程的框圖；

圖10是使用圖6所示的算法通過方法1和方法2二者計算的、并與商用大氣監測接收器提供的參考值比較的S₄相對于時間的圖；以及

圖11是在圖3的AMA模塊33中進行的、使用圖7和圖9所示的算法通過方法1和方法2計算的、并與商用大氣監測接收器提供的參考值比較的相對于時間的圖。

具體實施方式

圖3是根據本發明一實施方案的測量系統的系統架構的框圖；

系統架構可以組織為三個主框：數據采集(DAQ)31、開環解調器(OLD)32以及大氣監測算法(AMA)33。

為了克服與GNSS接收器中的閉環前饋或反饋跟蹤架構關聯的問題和缺點，本發明的實施方案利用開環架構。本發明的一實施方案包括如圖3所示的以下部件：數據采集模塊(DAQ)31、開環解調器(OLD)32以及合并了一組大氣監測算法的大氣監測算法模塊(AMA)33。如下文將更詳細討論的，DAQ模塊31接收原始(例如，GNSS)信號并且輸出IF樣本(r)，每個IF樣本均具有關聯時間標記(TOW)。解調器32接收r和TOW，并且根據這些和輔助數據(通常用35標出)生成相關器值Y_i，該相關器值Y_i被輸出至AMA模塊33。

圖4是圖3的數據采集模塊31的框圖。

如圖4所示，DAQ模塊31執行從天線402采集用于一個或多個GNSS帶的中頻樣本(r)的任務。用低噪聲放大器(LNA)404放大在天線402處接收的信號，該信號傳遞通過帶通RF濾波器406和另一放大器408，到達將其轉換成IF的降頻轉換器410。從降頻轉換器410輸出的IF信號在增益框412中經受進一步放大，并且傳遞通過帶通IF濾波器414，然后在ADC 416處被轉換成數字(IF)樣本r。精密時鐘418用于對這些樣本進行降頻轉換和數字化，使得為每個IF樣本r提供與UTC或具體的GNSS系統時間準確對準的時間標記，在本文用TOW 420表示。將來自參考時鐘418的時鐘信號422供應至PLL 424，PLL 424與VCO 426形成環路，VCO 426的輸出被施加至降頻轉換器410用于生成IF信號。(本領域技術人員可以理解，IF數據可以直接流向OLD模塊32(圖3)進行實時處理，或者流向儲存盤進行后處理。)DAQ的關鍵特征是參考時鐘418。優選地，參考時鐘418與UTC或具體的GNSS系統時間準確地同步，或者參考時鐘的偏移是熟知的。然而，在優選實施方案中，必要的是在數據采集期間不直接根據GNSS系統訓練參考時鐘418，因為這將違反系統的實施方案運行所依照的開環原理。下文將會進一步討論DAQ 31的參考時鐘418的具體實施方案。

返回至圖3，OLD模塊32接受來自DAQ 31的IF樣本r和關聯時間標記(TOW和r)以及輔助信息35作為輸入；在本實施方案中，輔助信息包括衛星星歷表、接收器位置信息和大氣信息，在圖3中分別用S.V.、Rec.和Atm.表示，不過可使用這些中的一個、一些或全部。優選地，對于r的每個樣本，對應的TOW與S.V.、Rec.和Atm.信息35一起使用，以預計所接收的信號參數的值，該值用和表示。本質上，該信息可以用于預計包括幾何范圍、相對論效應、任何已知和/或確定的大氣效應、衛星時鐘和硬件偏差以及任何已知接收器偏差的傳播信道。然后將這些信號參數傳遞至DMF，該DMF可以是如圖1所示的標準DMF 102以產生相關器值Y[n]。DMF 102執行載波、測距碼消除以及隨后的積分-清零運算以產生相關器值Y[n]。參照等式(2)描述的相位處理，處理θ_LOS(t)和θ_{SV Clk}.(t)被移除，僅剩下對應于由于衛星星歷表中的誤差造成的大氣誤差和殘余誤差的處理。雖然對每個可見衛星，可以對IF數據中捕獲的每個信號產生至少一個相關器值Y[n]，不過也可以生成對應于測距碼延遲或載波相位之一或二者的具體偏移的額外相關器值。

AMA模塊33接受OLD模塊32生成的相關器值Y[n]作為輸入，并且使用它們產生多種大氣測量值。模塊可以實施多種提供關于大氣狀態或大氣活動等級的信息的算法。特別地，AMA模塊33可以執行生成與電離層活動相關的測量值，包括描述或量化閃爍的那些測量值。盡管許多接收器通過利用算法的特征使用相關器值Y[n]和全相位估計值二者，但AMA模塊33可以單獨使用Y_i實施標準電離層測量算法。

參照圖4，DAQ模塊31包含接收器天線402并且處理所接收的RFGNSS信號。該框的輸出是數字GNSS數據(r、TOW)的精確時間標記流。由于GNSS信號由天線接收，數字GNSS數據本質上是GNSS信號的數字表示，其中每個樣本r均與精確時間標記TOW配對。時間可以用本地時間幀(接收器)或用遠程時間幀(飛行器、發射器)表達。不論是哪種情況，隨著模數轉換器416記錄IF信號的每個樣本r，代表當前時間的本地計數器可以增加。該計數器的值與該樣本r配對，代表時間標記TOW。

優選地，使用足夠精密的時鐘418收集IF數據并生成時間標記(TOW)。更優選地，為了進行閃爍監測，時鐘418需要展示出非常低的相位噪聲。本發明的實施方案還對時鐘漂移和漂移率特征有第二要求，所述時鐘漂移和漂移率特征需要足夠穩定以在整個數據采集操作期間適合已知模型。所需要的與給定GNSS時間幀對準的程度由被監測的信號的特征確定，并且該程度被標稱地取小于測距碼芯片的周期的十分之一。根據實施方案，可以采用不同的實現方式，如下所列出的。

例如，本發明的現場實施使用GNSS前端和數字器。通常，這種系統由信號預調節框(預放大器和濾波器)、一個或多個合成器和混合器、抗混疊濾波器以及模數轉換器(ADC)組成。用于調整本地振蕩器的時鐘也應驅動ADC。事后實施涉及先前用GNSS數字器捕獲的文件中的流數據。

如圖4所示，對GNSS樣本流進行時間標記的處理由單個參考時鐘418驅動。重要的是該時鐘與GNSS時間幀對準并且可以用于以非常高的準確度(≈1.-納秒)傳播用于生成時間標記的估計值時間。

在一個實施方案中，使用完美的(即，完美建模的)時鐘418。在這種情況下，DAQ模塊31僅使用可預計的樣本周期傳播自過去的單個同步點的時間。

另一實施方案涉及依靠訓練振蕩器(DO)。在這種情況下，DAQ模塊31要求在采集數據的時間段期間參考振蕩器維持對準。訓練振蕩器通常包括內部振蕩器，并利用外部頻率標準提供對內部振蕩器的更正或操縱。外部頻率標準的一個常用來源是GNSS信號。在訓練來自GNSS的情況下(即，使用GPS訓練振蕩器(GPSDO))，必須確保的是在數據采集處理開始之前執行訓練。此外，必須確保的是裝置具有在整個數據收集處理期間維持對準的足夠好的保持性能。當然，這種實施可以采用標準的、現成的GPSDO作為參考時鐘，并且在數據采集期間選擇停用訓練動作。

在其中使用自由運轉時鐘的另一實施方案中，使用定制的時鐘估計算法執行其未知參數(即，漂移和漂移率)的現場建模。在GNSS系統用作參考(對照該參考估計參考時鐘的未知參數)的意義上，本質上，這等同于前述段落的實施方案。然而，不試圖操縱或訓練振蕩器，僅測量估計的時鐘參數，并將其用于從初始同步點更準確地傳播時間標記。關于此的一種特殊情況是對先前所采集數據的后處理。對數據進行后處理，并且在測試時似乎不受大氣異常影響或僅受輕度影響的一個(或多個)衛星信號可以用于估計未知時鐘參數。注意，用于估計未知時鐘參數的衛星組和用于監測大氣的衛星組必須是互相不交叉的。這種方法寬泛地用于對照早前沒有使用精確時間標記特征歸檔的閃爍文件進行驗證結果。

參考時鐘418的上述三個實施方案代表了從初始時間標記在時間上向前傳播初始同步點的方式。在所有情況下，必須實現這種初始時間同步。在實施方案中，這是通過處理DAQ 31的輸出r進行的。這些樣本可以與在典型的GNSS接收器中進行的一樣被處理，由此將傳統的閉環算法應用至樣本r，并且計算位置和時間確定。這種時間確定將為時間標記處理提供初始同步點。

圖5是圖3的開環解調模塊32的框圖。

開環解調器(OLD)模塊32處理由DAQ模塊31產生的IF樣本r，以產生相關器值Y_i。OLD模塊32必要的輸入優選地包括：數字GNSS數據(r、TOW)的精確時間標記流；用戶動態、飛行器動態(包括機載時鐘)以及大氣延遲。注意，在接收器側誘發的延遲通過IF樣本時間標記TOW被建模/被吸收進入IF樣本時間標記TOW。模塊對可見衛星信號的每個產生相關器值Y_i作為輸出。典型的相干積分周期是1ms，然而更一般的實施可以使用更短或更長的周期。

如圖5所示的OLD 32由兩個主要的子框組成：GNSS信號合成器502和DMF 102。合成器復制如同在特定用戶位置和時間在接收天線402(圖4)處將觀察到的衛星信號。為此，用戶天線402的軌跡需要為零或精確地已知。這通過提供輸入(在圖5中用‘Rec.’表示)實現，該輸入代表接收器天線402在地心地固體系中的分段連續軌跡。OLD 32適合地包括用于接收時間標記(TOW)和輸入Rec的用戶接收器模型；并且用戶接收器模塊504輸出時間延遲Δ(t)_RX。

使用軌道參數和時鐘更正以及精確的時間參考生成衛星信號動態。在圖5中用變量‘S.V.’表示該軌跡模型的參數。這些軌道參數通常被稱為星歷表并且可以采用由GNSS提供的一組廣播星歷、一組第三方所謂的精確星歷表或任何其他適合的軌跡模型的形式。典型的示例是用于GPS、伽利略和北斗的廣播的成組開普勒參數，或用于全球導航衛星系統(GLONASS)的笛卡爾定位和衍生模型，其他選擇包括由第三方例如國際GNSS服務(IGS)提供的精確星歷表模型。OLD 32適合地還包括飛行器模型506；并且飛行器模型506適于接收時間標記(TOW)和軌道參數(S.V.)并生成與飛行器相關的時間延遲δt_SV。最后，使用另一種模型產生各個大氣延遲的估計值，使用已知值或輔助星歷表信息適合地參數化各個大氣延遲的估計值，該信息在圖5中用變量‘Atm.’表示。典型的模型包括用于電離層的Klobuchar或NeQuick模型以及用于對流層的Saastamoinen模型，僅舉幾例。大氣模型508適于接收時間標記(TOW)、與接收器相關的時間延遲(δt_RX)、與飛行器相關的時間延遲(δt_RX)以及星歷表信息(Atm.)。根據這些，大氣模型508生成大氣相關時間延遲(δt_A)。

OLD 32包括第一求和元件510，該第一求和元件用于生成包括與接收器相關的延遲(δt_RX)和與飛行器相關的延遲(δt_SV)的總和的第一總和512。另外，第二求和元件514適于生成包括第一總和512和與大氣相關的時間延遲(δt_A)的總和的第二總和，以生成信號相關時間延遲(t_SIG)。將信號相關時間延遲(t_SIG)輸入至代碼和載波MCO 516，以生成用于輸入至DMF 102的估計值

如圖1所示，針對模擬復制信號，DMF 102執行輸入信號流解擴和累積。該步驟非常類似于相關器引擎在典型的閉環GNSS接收器中所做的(如圖2所示)，區別在于沒有反饋操作。有利地，本發明確切地依靠測量所接收信號中可觀察的振幅、延遲和相位變化，而不依靠觀察本身可能受到那些異常的影響的相關器輸出Y_i的任何反饋機制。在DMF 102的一個實施方案中，每個衛星信號僅使用一個相關器，但是這種構思較通用并且可以使用任意數目。在另一實施方案中，在標稱對準的相關器周圍實施了許多相關器，在頻率和延遲上均間隔開，以較穩健并且較準確地估計所接收的信號參數。在實施方案中，實現涉及典型的實時處理或后處理。

在OLD 32內兩個子框(信號合成器502和DMF 102)之間的界面是一系列適當定時的代碼延遲和載波相位，分別是和它們二者均與用戶和導航衛星天線之間的視線(LOS)幾何范圍相關，但是由于大氣是分散媒質以及其他因素，因此存在實質區別。使用精確的流時間可以隨時將累加器清零，但通常用擴展代碼邊緣以同步的形式清零。此外，假設訪問到廣播導航消息，可以預計導航消息的顯著部分，允許對接收的信號執行位消除。當這有可能時，會顯著地增強相位重建，如下文所述。

大氣監測算法(AMA)模塊33(圖3)接受來自OLD模塊32的復雜相關器值Y[n]作為輸入，并產生大氣測量值作為輸出。在下文中，討論了產生共同閃爍指數(包括S₄和如下文所限定)的電離層閃爍監測模塊的實施方案。

廣泛接受的用于閃爍表征的參數是用于振幅的S₄和用于載波相位的通常，S₄的計算要求根據相關器值Y[n]計算用表示的中間參數。在許多情況下，通常通過用窄帶功率(NBP)和寬帶功率(WBP)表示的另外的中間變量實施中間參數的計算。或者，其他實現方式直接根據相關器值計算中間參數，如圖6所示。通常使用具有0.1Hz帶寬的六階巴特沃斯低通濾波器對值進行退勢，由于數值穩定性的原因，該六階巴特沃斯低通濾波器被實施為級聯系列的二階濾波器并且在圖6中用LPF 62表示。

圖7示出了考慮到一系列相位估計值在圖3的AMA模塊33中進行的計算的值的過程的框圖。

計算的常規方法涉及如下三個步驟。首先，重建接收到的GNSS信號的相位，并以固定的取樣率對其進行取樣，以產生相等處理θ[n]＝θ[nT_I]。然后，使用具有0.1Hz帶寬的六階巴特沃斯高通濾波器對其進行退勢。最后，在周期秒的有限的非重疊框計算退勢相位處理的方差(框74)。因此，復雜相關器輸出的即時復制物(更準確地說是它們的副產品)被用于評估振幅異常，而載波相位測量值用于測量相位異常。如圖7所示，高通濾波器被實現作為在信號和通過LPF 72濾波產生的低通分量之間的差(通過求和元件76)。

要注意的是標準GNSS接收器通過閉環相位跟蹤算法(諸如PLL)獲得載波相位觀察。相比之下，在本發明的實施方案中，采用了兩個新穎的方法計算不用閉合環路跟蹤所接收的信號相位的優點包括：將閃爍指標計算與跟蹤環路濾波器偽跡分離，并且規避在信號狀況非常差的情況下相位跟蹤失敗(例如，周跳)的問題。

用于計算的方法的兩個實施方案都利用了重建相位被立刻退勢的事實。如上所述，OLD模塊32通過信號合成而移除對載波相位的所有已知的確定性貢獻，包括視線(LOS)動態、衛星時鐘和已知大氣貢獻。剩下的就是由星歷表和大氣模型造成的殘余誤差以及本地振蕩器的進一步相位貢獻。退勢處理的目的是移除除了θ_Atm.(t)以外的所有因素的貢獻，因此，相位重建處理僅需要代表這一項。該兩個實施方案如下所述：

方法1：相位處理的重建。

圖8示出了在圖3的AMA模塊33中進行的根據相關器值Y_i重建相位的過程的框圖，該過程將當前相位計算為先前相位和根據先前相位估計值解旋轉當前相關器時觀察到的殘余相位的總和。符號e^-jθ代表在復平面上相對于實軸具有-θ角度的單位向量，符號z^-1代表單個樣本延遲。這種情況下，根據連續成對的相關器值(即，Y[n-1]和Y[n])之間計算得出的相位差的累計總和重建相位處理的有用部分。如圖8所示，根據先前的相位估計解旋轉相關器值Y_i(通過框82輸入至第一乘法元件84)并測量殘余相位誤差。鑒別器框84代表等式4中所述的相位鑒別器功能。通過累積這些殘余相位測量值提供總相位估計值θ。可以以類似于用典型GNSS接收器產生的方式處理最終形成的相位處理。對載波頻率相位測量值最顯著的貢獻是由于用戶和衛星天線之間的LOS速度以及用戶和衛星時鐘漂移之間的差異而做出的。通常，當從傳統接收器使用相位測量值時，這種貢獻通過退勢濾波器花費不可忽略的收斂時間被過濾掉。實際上，這種濾波器的該收斂時間可以為大約數分鐘。這種技術自然地移除了該相位貢獻。結果顯示在標稱噪聲條件下，相同退勢濾波器對常規相位處理和方法1之一產生完全相同的結果，但是在后者的情況下收斂得更快。

具體地，相位處理按照如下被重建。首先，根據先前的相位估計值(對第一樣本初始化為零)解旋轉當前相關器值。然后，取決于對應于當前樣本的數據位的標志是否已知，通過相干(四象限反正切)或非相干的(反正切)鑒別器86估計殘余相位Φ。然后將當前相位Φ的值計算為先前相位(通過應用框88得出)和當前殘余相位Φ的總和(通過求和元件87)。在數學上，該處理可以表示為：

Y′[n]＝Y[n]e^-iθ[n-1]

θ[n]＝θ[n-1]+Δ[n] (4)

其中，d[n]是當前數據位的值并且我們假設相位處理可以分解為相位差的遞歸求和，如：θ[n]＝θ[n-1]+Δ[n]，符號和分別表示x的實部和虛部，并且反正切函數(x)和atan2(y，x)分別表示反正切和四象限反正切函數。然后按照圖7所示的標準算法處理該相位估計值，以產生測量值。

方法2：改進的退勢濾波器。

圖9是考慮到一系列相位差估計值在圖3的AMA模塊33中進行的計算的值的過程的框圖。第二種方法利用了具有0.1Hz帶寬的六階高通濾波器基本上移除了載波相位的所有慢變動態的事實。這表明可以完全避免相位處理重建并使用相位差代替絕對相位。退勢濾波器的階數可以減少一階，并且同等但較簡單的濾波器生成與按照常規方法獲得的完全相同的結果。這種新的濾波器如下所示。假設具有以下z域轉換函數的傳統六階高通巴特沃斯濾波器：

其中，等式(5)的輸出是退勢相位處理(在本文用θ^D[n]表示)，是通過將H(z)應用于已重建相位θ[n]而建立的。該濾波同樣等同于將濾波器B(z)應用于θ(t)以及隨后將濾波器1/A(z)應用于結果的級聯處理。因此，僅用B(z)運行相位處理θ[n]。

在初相n，將濾波器B(z)應用于θ[n]的輸出(在本文用θ_B[n]表示)通過以下得出：

再次，假設將相位處理分解成相位差的求和，那么等式(6)通過以下得出：

注意，由于H(z)是高通濾波器并且具有零DC增益，那么H(1)＝0，所以

并且(7)簡化為：

其中，

回想(8)，我們發現c₆＝0，所以

因此，表明通過使用濾波器H(z)處理原始相位處理θ得到的退勢相位處理θ^D同樣等同于通過使用以下新濾波器處理相位差處理Δ[n]＝θ[n]-θ[n-1]所得到的，該新濾波器通過以下得出：

(12)的含義是不需要重建相位處理，只需要估計在兩個相鄰相關器值之間的相位差。這大大簡化了的生成，并且導致顯著更穩健的監測算法。具體地，在一個實施方案中，相位差處理的重建涉及：

其中，取決于兩個相關器值的數據位是否已知，使用兩個相位差估計值之一。在已生成這種相位差的處理后，可以應用改進濾波器，并且最終可以計算的估計值。圖9中示出了根據Δ[n]值計算的處理，其中標注為‘M-FLT’的框代表本文所述的改進濾波器。

盡管在下文中假設了由等式13得出的相位差的簡單直接估計，但在替代的實施方案中可以對相關器值進行進一步處理以改善Δ[n]的估計值。例如，可以根據先驗統計模型對相位處理調節估計值；可以實施一個方案來拒絕或改正似乎是異常值或大錯誤的估計值；還可以觀察多個連續相關器值，三個或更多。

圖10和圖11分別示出了通過方法1和方法2計算得出的與商用大氣監測(參照)接收器的比較，以及通過方法1和方法2計算得出的S₄與商用大氣監測(參照)接收器的比較，其中，可以看出，開環監測算法能夠完美地復制傳統閉環接收器的情況。

雖然已經參照在其相應實施中具有不同部件的實施方案描述了實施方案，但是可以理解的是其他實施方案利用這些或其他部件的其他組合和排列。

此外，一些實施方案在本文中被描述作為可以通過計算機系統的處理器實施或通過實現功能的其他裝置實施的方法或方法的元件的組合。因此，具有用于實現這種方法或方法的元件的必要指令的處理器形成用于實現方法或方法的元件的裝置。此外，本文描述的設備實施方案的元件是用于實現由為實現本發明的目的的元件執行的功能的裝置的一個示例。

在本文提供的描述中，給出了許多具體的細節。然而，可以理解的是實施本發明的實施方案可以不需要這些具體的細節。為了不模糊對本說明書的理解，在其他情況中沒有詳細地示出熟知的方法、結構和技術。

因此，雖然已經描述了被認為是本發明的優選實施方案的內容，但是本領域技術人員可以理解，在不偏離本發明的精神和范圍的情況下可以對實施方案做出其他和進一步修改，并且旨在要求保護落入本發明的范圍內的所有這種改變和修改。例如，上文給出的任何公式僅代表可能使用的程序。可以向框圖中添加功能或從框圖刪除功能，并且可以在功能框之中交換操作。在本發明的范圍內可以向描述的方法添加或刪除步驟。